DM74F163ASJR倍频程的线段上(此交点对应的相移才不会超过-135°),同时使低于几的极点数为1。据此可通过作图确定新增主极点的频率fp.在图7.8,4中,过fp1点作垂线,与反馈线201g(1/0.02)≈34dB交于n点。过n点作斜率为-20dB/十倍频程的直线,它与Ar的幅频特性曲线低频段的交点即是新增加的主极点,频率为fp。再根据av的表达式作出幅频和相频特性曲线。在相频特性曲线中,主极点频率几处的田a=-45°。在0.1yi≤F≤10Fp范围内,pa以-45°/十倍频程的速率变化,此问最大相移为-90°。在0.1fpl~fp1之间,a在-90°的基础上,又以-45°/十倍频程的速率变化,到第二极点频率fp1处,a=-135°。在fp1~fp2之间,最大相为-90°到第三极点频率fp2处, a=-225°。

由图7.8.4可见,该负反馈放大电路用增加主极点法补偿后,在fu≤0.02的范围内都能稳定地工作。在保证电路稳定的前提下,与图7.8,3相比,补偿后的电路能获得较高的低频环路增益(66dB),比补偿前的20 dB增加了很多。但这是以牺牲带宽为代价的。另外,补偿后环路增益的相位更加滞后,故又称为滞后补偿。请读者自行分析,若取Fr=1,补偿后该电路的带宽如何变化。

由几=1/2πRC确定新增RC电路中电阻R和电容C的值。因为几较低,所以C的值较大．

改变主极点 与前一种方法相比,这种方法在补偿前、后极点的个数不变,只是把原来的主极点yij左移,使之远离其他极点,直到|aF|波特图上的第二个极点不超过0dB线为止。这样,在|AF|频响特性大于0dB的范围内,相移不会超过-180°。具体方法是在基本放大电路中时间常数最大的回路(决定主极点的回路)接人一电容,如图7.8,5a所示,图b是它的等效电路。补偿前的主极点频率为fp1=1/[2π(ro1||ro2)Ci2],补偿后的主极点频率fp1=1/[2π(ro1‖ro2)(C+Ci2)]。

改变主极点的频率补偿,(a)原理电路 (b)图a的等效电路

密勒补偿,主极点补偿中所用电容和电阻都比较大,在集成电路内部使用比较困难,这时可利用密勒效应,将补偿元件跨接在某级放大电路的输人输出之间,如图

7.8.6所示。这样,用较小的电容(几皮法~几十皮法)就可以获得满意的补偿效果。

LM741内部就是采用这种方式进行补偿的,补偿电容为30pF,补偿后的特性从主极点fp1(=7Hz)~卉间都以-20dB/十倍频程的速率下降:

什么是自激振荡?负反馈放大电路产生自激振荡的原因是什么?

只要放大电路由负反馈变成了正反馈,就一定会产生自激吗?

什么是增益裕度?什么是相位裕度?

频率补偿的含义是什么?

例SPE7.9.1 电路如图7.9.1所示。试运用SPICE分析:求电路的闭环电压增益auf、输人电阻rif和输出电阻Rof,并与手算闭环电压增益结果比较;去掉Rf,求电路的开环电压增益Au、输入电阻Ri和输出电阻ro。

解:在直流工作点分析中,设置小信号直流增益分析,得

Auf=-9.86,Rif=1.013 kΩ,Ror=0,4942Ω

手算Auf=-10。

去掉Rf重复(1)的分析,得

au=-751.7, Ri=73.13 kΩ, Ro=34.54Ω

由于电路引入的是电压并联负反馈,所以引入反馈后,输入电阻和输出电阻都减小了。电压增益下降了约76倍。

设某运放的传递函数共有三个极点,即r1=1MHz,f2=8MHz,f3=20MHz,开环电压增益Ato=104(80dB),差模输人电阻为1MΩ,输出电阻为20Ω。试运用SPICE作如下分析:求出该运放的幅频响应和相频响应,判断引入电压串联负反馈,电路能稳定工作时(即有45°的相位裕度),反馈系数最大为多少?添加一极点进行主极点补偿,设新增极点的RC电路参数为Rc=100Ω,G=1.65uF,求出该运放的幅频响应和相频响应,并判断引人反馈系数Fu=0.1的电压串联负反馈时,环路的附加相移为多少?此时电路能否稳定工作?(注:反馈网络为纯电阻网络)

解:运放电路可由受控源和RC电路来模拟,等效电路如图7,9,2所示.其中三个RC电路r1C1、R2C2和R3C3构成三个极点频率f1、f2和f3,Rc和Cc为补偿极点,前四级压控电压源′的增益为1,第五级为104,总开环增益为104。

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