整体增益或比ω cH小许多的增益交叉频率需要环路滤波器,这可以是个简单的集成,足够的余裕以提供在ωcd的抗混叠滤波来避免混叠和确保适当的循环运行。一个高阶的环路滤波器能提供更好的衰减,但随之增加的相位延迟会限制潜在的跟踪带宽的改善。对于ωcd=2π×z~s0Hz,约笏Hz的跟踪带宽或约6ms的稳定时间常数是可实现的。

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   a)静态失配是完全可以恢复的 b)宽带变化小于ωcd的动态失配是完全可以恢复的c)宽带变化大于ωc扌的动态失配导致的重叠频谱分量是不完全可以恢复的

   现在我们转为讨论有关实际信号合成、解调和滤波的问题,以及有限的力反馈开环增益和大惯性力的潜在干扰的影响。

   实际信号合成、解调和滤波

   如图5.18所示,在环路滤波器之前的一个偏置是无法从实际误差信号中分辨出来的,因此它是系统频率偏置的一个来源。在实验原型中的校准信号合成、解调和环路滤波的数字化实现,避免了模拟实现中会出现的大量偏置。即使随着数字化的实现,生成一个由式(5.9)给出的带精确振幅比的校准信号也是有困难的。使用相等振幅的基调(bne)是非常便利的,并且允许校准信号直接用于解调,产生了如图5.19所示中更简化的系统实现。当v1=饧,基于前述式(5.8)的定义,基调频率有下列关系:图5,19 具有数字合成等幅度基调和数字实现的解调器和环路滤波器的实际估计器这里近似假定ωcd远小于ωd,我们为简化忽略了增益因子。基本上,使用相等的振幅引人了一个频率偏置从而迫使检测谐振频率比驱动频率略高。幸运的是,如果基调位于期望信号带以外,误差相对于信号带宽是可以忽略的,正如下列例子说明,在消费类和汽车行业应用中典型的带宽是⒛Hz,在驱动频率15kHz下,在期望的带宽外选择ωcd=2π×z~sOHz安置导频基调,将会导致一个O。013%或者2Hz的偏置。