SN74LVC02APWLE负载频率漂移的特性给电源的设计带来了不小的困难。臭氧发生器电源分为整流与逆变两部分。整流部分采用二极管不控整流电路。逆变部分的电路结构一般采用如图2所示的电压型全桥结构。负载电压是一个方波,通过调节其宽度来实现输出功率的调节,并使电路工作在谐振状态,这就要求负载电压的基波分量与负载电流同相。如前所述,由于臭氧发生器电源的负载固有谐振频率是会发生变化的,为了保证电源工作在谐振状态,要求电源工作频率跟踪谐振回路的谐振频率;也就是要求臭氧发生电源具有频率自动跟踪的能力。

移相PWM控制串联谐振逆变器的实现。通过改变移相角来调节传送给负载的功率，对功率MOSFET输出电容的影响，提出了一种控制方案以确保功率器件在各种负载条件下实现ZVS，保证全桥拓扑结构中MOSFET的柔性切换，使开关频率紧密地跟随谐振频率，使逆变器工作在功率因数接近1的准谐振状态。

全桥架构的串联谐振逆变器。4个开关管S1～S4，分别以50％的占空比开通，其中S1及S4为基准臂开关，S2及S3为移相臂开关，每个桥臂上的功率管以180°的相位差开通与关断，两个桥臂开关的驱动信号之间相差一个相位角φ，控制时序如图2所示。使输出的正负交替电压之间插入一个箝位到零点的电压值，这样只要改变相位角φ就可以相应改变输出电压的有效值，最终达到调节输出功率的目的。当采用移相调功方法时，电路的工作频率变化较小，具有良好的负载适应性。特别是当负载阻抗具有较高品质因数时，其调功范围内频率变化更小。

当工作频率在谐振频率之上，即负载呈现感性状态，负载电流io落后于准方波电压vAB。要实现功率管的零电压开通，必须要有足够的能量用来抽走将要开通的开关管的输出电容上的电荷；并给同一桥臂要关断的开关管的结电容充电。开关管输出电容放电结束后二极管续流，此时给出驱动信号，开关管将在零电压状态开通。如果开关频率紧跟谐振点频率保持恒定，由于φ角的增大，负载电流在S3开通前变成正相，ZVS将不能实现。为了防止失去ZVS状态，应确保开关管输出电容的完全放电，所以控制器需要提高开关频率，在S3开通前去获得更大的负相负载电流。本系统利用了电路上的寄生元件，使得全桥架构中的4个开关器件都能运行于零电压切换，不仅降低了切换损失与开关应力，也不象硬开关PWM那样需要采用缓冲吸收电路。

高性能和高功率密度的下一代微处理器，对电源设计提出了更高的要求。在提高微处理器的速度和积成密度的同时降低功率损耗，所需的运行电压降到1V以下，

从而引起电源电流增大。当微处理器发生状态转换时，电压调节模块（VRM）的输出变化率将大于50A/us。这将引起处理器电源电压的尖峰。这些瞬时尖峰的最大值必须限制在一定范围内，例如2％～3％甚至更低。由于处理器的电压变低，对负载瞬态所允许电压偏移量的要求将更为严格。通过使用板上VRM接近处理器的分布式功率系统（DPS），能够用来满足所有系统的要求。现在大多使用的非绝缘低电压调节器模块（LVRM）是Buck的衍生，例如传统Buck，同步Buck.和准方波Buck。绝缘的LVRM有对称和不对称的半桥，有源钳位正激，反激和推挽。本文介绍了同步Buck变换器[1][2][3]。传统的同步变换器的控制技术包括PWM电压型控制，PWM电流型控制和变频电流型控制。重点介绍了电压型同步变换器的滞环控制技术[4][5]，它与上述其他的控制技术相比有很多优点。

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