滤波器电感引起的电压延迟可以忽略，滤波器的截止频率比电网频率高一个数量级[6]，滤波器电容的最大值取决于输入电流的峰值[7]或理想的输出功率[8][9]。这些值在矩阵式变换器低输入电流工作时尤为重要。

利用基尔霍夫电流定理，得到电容电压的脉动为电容电压波动在低的输入/输出电压传输比和低的功率因数时变大。

当功率为3.3kW时，对电容的限制是C<38.3μF这里取5μF/630V。

滤波器的截止频率fc应选择在电网频率

（50Hz）和开关频率（20kHz）之间，通常和电网频率和开关频率都有10倍关系，因此，这里我们取fc为1kHz左右。

根据上面确定的电容值，可以得到L的取值范围，这里取L为5mH。

在设计好滤波器的参数后，通过实验可以检验参数的选择是否符合要求。

满载时电感上的最大电压降为式中：Un是额定输入相电压；

In是额定输入相电流。

满载时最大的电压降为0.01％。

加上滤波器后输入电流的频谱，可见输入电流中基波含量占了绝对部分，开关频率及谐波含量已经明显减少，输入电流和电压基本正弦且同相，因此，滤波器很好地实现了设计要求。

矩阵式变换器（MC）作为一种极具优势的电能利用技术，也必须具有良好的EMC性能。电网的波动会对矩阵式变换器（MC）的工作产生影响，MC也会对电网产生污染，必须采取措施减少开关过程干扰，并增加输入滤波器。

SPX1085U-3.3频率跟踪型PWM控制策略的基本原理。通过用幅值相等、方向相反的两个直流电平与三角调制波相比较，产生初始调制信号，分别为S1～S4的门极控制信号，逆变器的输出电压所示，可以看出，这种控制策略具有桥内移相控制的特性，此电压的基波分量与三角波相同。如果能够保证该三角波与负载电流同相同频，就可以保证电路工作在谐振状态，且具有频率跟踪的功能。三角波在变频跟踪的同时必须保持幅度恒定。控制直流电平的幅值可实现对输出脉冲宽度进行线性调节。所提出的两个正弦波相交的调制方法相比,这种调制方法有如下优点：

只需要采集一个信号，其中之一为电流信号；

直流电平与三角波相交，最大幅度调制比为1，调节范围宽；

三角波幅值固定，频率跟踪负载，因而调节线性度好，可方便地引入许多优异的控制方法。

如果保持三角波信号与输出电流信号同相，则可以保证电源的输出基波功率因数为1。调节直流电位的幅值则可实现输出功率的调节。

不对称半桥DC/DC变换器S1及S2为主开关；D1及C1和D2及C2分别为S1及S2的寄生元器件；n1及n2分别为两个次级与初级的匝数比；SR1及SR2为次级同步整流管，其工作方式等效于整流二极管；Lr为变压器漏感；Lm为励磁电感，所有的电压与电流已在图中标出。

为了简化分析，作如下假设：

滤波电感足够大，工作于电流连续模式；

变压器励磁电感和漏感都折算到原边；

开关寄生电容为常量，不随电压变化；

所有开关管和二极管都是理想的；

电容Cp上的电压在一个开关周期内保持不变。

阶段1〔ta～tb〕主开关管S1开通，S2关断。此时励磁电流im以Vm/Lm的速率增加，p点电压vp=Vin(1－D)；图中it=n1iSR1－n2iSR2为变压器次级绕组反射到初级的电流，流过初级绕组的电流ip=im＋it；

阶段2〔tb～tc〕主开关管S1及S2都关断，S2的ZVS过程开始；

阶段3〔tc～td〕主开关管S2开通，S1关断。此时励磁电流以|Vm|/Lm的速率减小，p点电压vp=－VinD；

阶段4〔td～te〕主开关管S1及S2都关断，S1的ZVS过程开始。

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