SPX1521M3-3-3散如有必要应提出容差要求;便于调整。

图9.3.4 例9.3.1四阶巴特沃思低通滤波电路

具体设计步骤如下:

选择运放,为了减少运放对滤波电路的负载效益,同时便于调整,现选用CF412(LF412)。这是一种具有JFET作输人级的低失调、高输人阻抗运放。CF412每片含有两个运放,其中rI:≈6o pA,yl。≈1.5 mⅤ,sR≈15Ⅴ/us,单位增益

带宽积约为5.5 MHz。各厂家产品参数略有不同。若选用CF412C(LF412C),性能更好,输入阻抗可达1012Ω,单位增益带宽积为8 MHz,sR=25V/uso预计CF412能满足设计要求。

选择电容器的容量,计算电阻器的阻值,电容C的容量宜在微法数量级以下,电阻器的阻值一般应在几百千欧以内。现选择Cll=C12=C21=C22=C=0.33 uF,则根据式(9.3.5)可算出L=R2=R2=R22=R=2πylc=1/2t*100*0.33*10-6Ω≈4.8kΩ

选择标准电阻R=4.7 kΩ,这与计算值有一点误差,可能导致截止频率比额定值稍有升高。

由表9.3.1可见,四阶巴特沃思滤波器总的增益由两部分组成,即析F1=1.152和A,uF2=2.235,因此总的通带增益处0=AI,T=1.152×2.235≈2.575。

选择凡3、凡4、凡3和R24时,为了减少偏置电流的影响,应尽可能使加到运放同相端对地的直流电阻与加到反相端对地直流电阻基本相等。

巴特沃思低通、高通电路阶数n与增益G之关系

现选r14=62 kΩ,R24=20 kΩ,则根据已知增益可算出

R13=(1.152-1)R14≈9.42 kΩ

R23=(2.235-1)R24≈24.7 kΩ

实际元件参数的误差对传递函数的影响,请参阅9.3.3节例9.3,2的讨论。

用SPICE仿真画出波特图,用SPICE仿真,可得到的幅频响应波特图如图9,3.5所示(为了直观,图中横坐标用r而不用ω表示)。由图可见,201g40≈8.2 dB。滤波器的截止频率fc≈100 Hz,当F>fc时,曲线以80 dB/十倍频程衰减。因此,在F=10 kHz

时,它从直流增益8.2 dB下降了约160 dB。

图9.3.5 图9.3.4的四阶巴特沃思低通

滤波电路幅频响应曲线.用SPICE画出各级和总的归一化的幅频响应曲线四阶巴特沃思低通滤波器各级归一化幅频响应曲线如图9.3,6所示。前已指出,AvF1=1.152,AvF2=2.235,由此可求出01=1/(3-avF1)≈0.541,G=1/(3-A n2)≈⒈31。由图可见,由于Q1<0.707,第一级曲线没有峰值;第二级由于02)0,707,在∫=100 Hz附近出现峰值。而总的增益是各级增益的乘积(当各级增益用dB表示时,则是各级增益的相加),因此总的幅频响应曲线消除了峰值,使四阶电路幅频响应的平坦部分得到了扩展,体现了巴特沃思低通滤波电路的特点。

图9.3.6 图9.3.4中各级和总的归 化幅频响应曲线

有源高通滤波电路,二阶高通滤波电路,由4.7.1节讨论已知,如果将Rc低通电路中的R和C的位置互换,就可得到RC高通电路。同理,如果将图9.3.1所示二阶有源低通滤波电路中的R和C位置互换,则可得到有源高通滤波电路,如图9.3.7所示。

由于二阶高通滤波电路与二阶低通滤波电路在电路结构上存在对偶关系,它们的传递函数和幅频响应也存在对偶关系。由图9.3,7可导出其传递函数为

A(s)=avfs2/s2+ (wc/q)s+ωc2=aos2/s2+ (ωc/q)s+ωc2        (9.3.11)

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