如果输出级由于过载而进入B类工作，那么，输出管的阴极，DS90LV031ATMX就会试图更多地朝向正电压的方向。这种情况下，本来已截止的输出管，不会因此而变得更截止，但是，肯定会令输出管的导通动作变得更硬。这些变化经阴极电容的平滑作用后，变为缓慢上升的DC偏置电压，令输出管更深地进入B类，问题的影响因而会持续一段时间。所带来的后果是，即使有短时间的过载，也会给后续的信号造成失真——一后续的信号本来仍在功放的重放能力范围之内。阴极电容的容量越大，功放在过载后的恢复时间越长。理论上，我们可以让功放不出现过载，从而避免了上述问题的发生，但是，偶然的过载总是难免的，上述问题带来的影响必须予以考虑。
    解决以上问题的理想途径是，减小阴极电阻的阻值至不大于1Q，令反馈变得不明显；然后通过伺服电路，控制和稳定阳极电流，如图6.25所示。利用运算放大器，对阴极电阻上流过的电流进行检测，检测信号送至一个非对称式的箝位器（译注：正负箝位电压不对称）。当输出管进入B类工作（此时仅有半个周期的信号被放大）、出现过载削波时，箝位嚣会同步地削波，即把检测信号中相应的波形也削去，然后再送往积分器。积分器的时间常数很大，可按我们的想法来设计这个时间常数的大小，比如设定为不常见的lOs。经积分器平滑处理后，得到与阳极电流成正比的DC电压。这个电压与一个预先设定的参考电压作比较，两者的差别送往另一个运算放大器，经放大后控制输出管的栅极负偏置。
    如果两只输出管共用一个参考电压，来进行阳极电流的设定，那么，就可迫使它们的阳极电流达到平衡。以上的阳极电流控制方案还需另配电源，电路虽然复杂，但是，放大器的性能获得改善，对HT电压的要求也得以降低，因此有所回报（或者说是得到了部分回报）。
    图6.25的电路是按照1Q阴极电阻、40mA阳极电流来设计的。阴极电阻上的电压为40mV，因此，其余电路是基于检测信号为40mV来进行工作的。如果输出管的阳极静态电流不是40mA，那么，就要相应地调整阴极电阻的阻值。运放NE5534的增益为100倍，将检测信号的DC电平提升至4V。运放输出信号的AC正向峰值可允许至8V，如果正向峰值高于8V，那么，高出的部分就会被二极管与晶体管构成的箝位器削除掉，至于波形的反向部分，则已被输出管预先削去。后面的积分嚣由2.2MQ电阻和470nF电容构成，时间常数r=6.5s。运放TL071将积分器平滑处理后的DC电压，与参考电压进行比较，输出信号送晶体管，对栅极偏置电压进行控制。参考电压是由分压器提供。筘位参考电压由2kQ微调电阻来设定，设定时，要令到在任何过载情况下仍保证有固定的阳极电流偏置。尽管这个电路是针对-11V栅极偏置电压设计的，但也可以用于产生其他值的栅极偏置负电压；必要时（译注：指输出管所需的栅极偏置负电压幅值甚高），将晶体管的集电极改接电压更高的负电源即可，而电路的其他部分不用修改。