输出级的阴极反馈、或输入电容对驱动级形成的负载效应
发布时间:2013/7/21 12:07:17 访问次数:1102
尽管失真情况似乎还令人满意，但驱动级仅有lOdB的过载能力。由于输出级的阴极反馈、或输入电容对驱动级形成的负载效应（特别是进入B类工作时）、又或者输出变压器初级绕组电感量的不足，DS90LV027ATMX输出级的增益开始下降；为了试图作矫正，大环路负反馈会迫使驱动级输出更高的电压，所超出的部分已到达lOdB的边界，从而令失真上升。
就这个驱动级电路的设计来说，其目标是让整个放大器在即使施加有30dB负反馈的情况下，仍成为高灵敏度的放大器；但这种设计，需在其他因素方面作出牺牲。威廉逊放大器为了提高线性，牺牲了稳定性，而Mullard获得了稳定性，却又牺牲了线性。
输出级是一对EL34，接成Blumlein接法。为了尽量减小失真，抽头位置为43%。与威廉逊放大器不同，这里没有设偏置平衡调整，或许可算是设计上的退步。
如果要设偏置平衡调整，就要将两只输出管的阴极连在一起，并通过局部改变栅极偏置电压，来提供平衡调整。由于输出管的偏置是由微调电阻设定，偏置电流不能实现自稳定，所以，随着使用时间的增加，以后又需再次作偏置设定。简而言之，如果输出级设有偏置平衡调整，那么，在使用功放的时候，每隔一段时间就需要调整一T。
Mullard 5-20放大器与上一段所述不同。在输出级中，两只输出管分别设有自己的阴极偏置电阻，利用这只电阻的自偏置作用，稳定阳极电流，并让两管的阳极电流基本达到平衡。由于没有专门的平衡调整电路，所以，不能通过即时的调整，来降低变压器铁芯所产生的失真，但是，在实际应用中，其工作效果甚佳。
输出管设阴极偏置电阻之后，会带来一个缺点。也就是说，输出管在这只电阻上形成了负反馈，造成输出电阻的升高。虽然可以对输出变压器作重新设计，以保持与负载的匹配，但是，由于初级绕组与次级绕组的匝数比需增大，要制作出高品质的输出变压器，难度也增大。因此，必须设电容来旁路这只电阻，然而，真正成问题的状况现在开始出现了。
电容对AC呈短路作用，可以防止阴极偏置电阻形成反馈。但在很低的频率上，它的电抗增大，不再呈现短路作用，于是，就形成了反馈。输出级本来是与负载匹配的，可这里的反馈造成了失配，导致失真陡增、输出功率下降。要解决问题，最明显的应对办法是，使用容量足够大的电容，令这里得到的截止频率，能保证低于我们感兴趣的所有频率；这个截止频率可以取1Hz。还应记得，电容看到的电阻不是Rk，而是Rk与输出管rk的并联。我佃很快就可以计算出所需的电容取值。
对于五极管来说，rk=l/gm。典型情况下，输出五极管在其工作点上，有gm=lOmAN，所以，rk～lOOQ。与其并联的阴极偏置电阻Rk≈300Q，并联后的总电阻为75Q。为得到1Hz的截止频率，我们要使用2 000yF的电容。
在Mullard 5-20放大器设计生产的年代，还没有2 000VF 50V的电容供应，所以，该机电路就没有用上大电容。现在，这么大的电容已有供应，但由于以下两个原因，你或许更愿意使用容量偏小一些的电容。
·与容量相比，2 000ptF电容自身的电感量较大。因此，会在高频上形成反馈。不过，我们可以选用那些供开关电源用的低电感电容，再并联一只小电容。
就这个驱动级电路的设计来说，其目标是让整个放大器在即使施加有30dB负反馈的情况下，仍成为高灵敏度的放大器；但这种设计，需在其他因素方面作出牺牲。威廉逊放大器为了提高线性，牺牲了稳定性，而Mullard获得了稳定性，却又牺牲了线性。
输出级是一对EL34，接成Blumlein接法。为了尽量减小失真，抽头位置为43%。与威廉逊放大器不同，这里没有设偏置平衡调整，或许可算是设计上的退步。
如果要设偏置平衡调整，就要将两只输出管的阴极连在一起，并通过局部改变栅极偏置电压，来提供平衡调整。由于输出管的偏置是由微调电阻设定，偏置电流不能实现自稳定，所以，随着使用时间的增加，以后又需再次作偏置设定。简而言之，如果输出级设有偏置平衡调整，那么，在使用功放的时候，每隔一段时间就需要调整一T。
Mullard 5-20放大器与上一段所述不同。在输出级中，两只输出管分别设有自己的阴极偏置电阻，利用这只电阻的自偏置作用，稳定阳极电流，并让两管的阳极电流基本达到平衡。由于没有专门的平衡调整电路，所以，不能通过即时的调整，来降低变压器铁芯所产生的失真，但是，在实际应用中，其工作效果甚佳。
输出管设阴极偏置电阻之后，会带来一个缺点。也就是说，输出管在这只电阻上形成了负反馈，造成输出电阻的升高。虽然可以对输出变压器作重新设计，以保持与负载的匹配，但是，由于初级绕组与次级绕组的匝数比需增大，要制作出高品质的输出变压器，难度也增大。因此，必须设电容来旁路这只电阻，然而，真正成问题的状况现在开始出现了。
电容对AC呈短路作用，可以防止阴极偏置电阻形成反馈。但在很低的频率上，它的电抗增大，不再呈现短路作用，于是，就形成了反馈。输出级本来是与负载匹配的，可这里的反馈造成了失配，导致失真陡增、输出功率下降。要解决问题，最明显的应对办法是，使用容量足够大的电容，令这里得到的截止频率，能保证低于我们感兴趣的所有频率；这个截止频率可以取1Hz。还应记得，电容看到的电阻不是Rk，而是Rk与输出管rk的并联。我佃很快就可以计算出所需的电容取值。
对于五极管来说，rk=l/gm。典型情况下，输出五极管在其工作点上，有gm=lOmAN，所以，rk～lOOQ。与其并联的阴极偏置电阻Rk≈300Q，并联后的总电阻为75Q。为得到1Hz的截止频率，我们要使用2 000yF的电容。
在Mullard 5-20放大器设计生产的年代，还没有2 000VF 50V的电容供应，所以，该机电路就没有用上大电容。现在，这么大的电容已有供应，但由于以下两个原因，你或许更愿意使用容量偏小一些的电容。
·与容量相比，2 000ptF电容自身的电感量较大。因此，会在高频上形成反馈。不过，我们可以选用那些供开关电源用的低电感电容，再并联一只小电容。
尽管失真情况似乎还令人满意，但驱动级仅有lOdB的过载能力。由于输出级的阴极反馈、或输入电容对驱动级形成的负载效应（特别是进入B类工作时）、又或者输出变压器初级绕组电感量的不足，DS90LV027ATMX输出级的增益开始下降；为了试图作矫正，大环路负反馈会迫使驱动级输出更高的电压，所超出的部分已到达lOdB的边界，从而令失真上升。
就这个驱动级电路的设计来说，其目标是让整个放大器在即使施加有30dB负反馈的情况下，仍成为高灵敏度的放大器；但这种设计，需在其他因素方面作出牺牲。威廉逊放大器为了提高线性，牺牲了稳定性，而Mullard获得了稳定性，却又牺牲了线性。
输出级是一对EL34，接成Blumlein接法。为了尽量减小失真，抽头位置为43%。与威廉逊放大器不同，这里没有设偏置平衡调整，或许可算是设计上的退步。
如果要设偏置平衡调整，就要将两只输出管的阴极连在一起，并通过局部改变栅极偏置电压，来提供平衡调整。由于输出管的偏置是由微调电阻设定，偏置电流不能实现自稳定，所以，随着使用时间的增加，以后又需再次作偏置设定。简而言之，如果输出级设有偏置平衡调整，那么，在使用功放的时候，每隔一段时间就需要调整一T。
Mullard 5-20放大器与上一段所述不同。在输出级中，两只输出管分别设有自己的阴极偏置电阻，利用这只电阻的自偏置作用，稳定阳极电流，并让两管的阳极电流基本达到平衡。由于没有专门的平衡调整电路，所以，不能通过即时的调整，来降低变压器铁芯所产生的失真，但是，在实际应用中，其工作效果甚佳。
输出管设阴极偏置电阻之后，会带来一个缺点。也就是说，输出管在这只电阻上形成了负反馈，造成输出电阻的升高。虽然可以对输出变压器作重新设计，以保持与负载的匹配，但是，由于初级绕组与次级绕组的匝数比需增大，要制作出高品质的输出变压器，难度也增大。因此，必须设电容来旁路这只电阻，然而，真正成问题的状况现在开始出现了。
电容对AC呈短路作用，可以防止阴极偏置电阻形成反馈。但在很低的频率上，它的电抗增大，不再呈现短路作用，于是，就形成了反馈。输出级本来是与负载匹配的，可这里的反馈造成了失配，导致失真陡增、输出功率下降。要解决问题，最明显的应对办法是，使用容量足够大的电容，令这里得到的截止频率，能保证低于我们感兴趣的所有频率；这个截止频率可以取1Hz。还应记得，电容看到的电阻不是Rk，而是Rk与输出管rk的并联。我佃很快就可以计算出所需的电容取值。
对于五极管来说，rk=l/gm。典型情况下，输出五极管在其工作点上，有gm=lOmAN，所以，rk～lOOQ。与其并联的阴极偏置电阻Rk≈300Q，并联后的总电阻为75Q。为得到1Hz的截止频率，我们要使用2 000yF的电容。
在Mullard 5-20放大器设计生产的年代，还没有2 000VF 50V的电容供应，所以，该机电路就没有用上大电容。现在，这么大的电容已有供应，但由于以下两个原因，你或许更愿意使用容量偏小一些的电容。
·与容量相比，2 000ptF电容自身的电感量较大。因此，会在高频上形成反馈。不过，我们可以选用那些供开关电源用的低电感电容，再并联一只小电容。
就这个驱动级电路的设计来说，其目标是让整个放大器在即使施加有30dB负反馈的情况下，仍成为高灵敏度的放大器；但这种设计，需在其他因素方面作出牺牲。威廉逊放大器为了提高线性，牺牲了稳定性，而Mullard获得了稳定性，却又牺牲了线性。
输出级是一对EL34，接成Blumlein接法。为了尽量减小失真，抽头位置为43%。与威廉逊放大器不同，这里没有设偏置平衡调整，或许可算是设计上的退步。
如果要设偏置平衡调整，就要将两只输出管的阴极连在一起，并通过局部改变栅极偏置电压，来提供平衡调整。由于输出管的偏置是由微调电阻设定，偏置电流不能实现自稳定，所以，随着使用时间的增加，以后又需再次作偏置设定。简而言之，如果输出级设有偏置平衡调整，那么，在使用功放的时候，每隔一段时间就需要调整一T。
Mullard 5-20放大器与上一段所述不同。在输出级中，两只输出管分别设有自己的阴极偏置电阻，利用这只电阻的自偏置作用，稳定阳极电流，并让两管的阳极电流基本达到平衡。由于没有专门的平衡调整电路，所以，不能通过即时的调整，来降低变压器铁芯所产生的失真，但是，在实际应用中，其工作效果甚佳。
输出管设阴极偏置电阻之后，会带来一个缺点。也就是说，输出管在这只电阻上形成了负反馈，造成输出电阻的升高。虽然可以对输出变压器作重新设计，以保持与负载的匹配，但是，由于初级绕组与次级绕组的匝数比需增大，要制作出高品质的输出变压器，难度也增大。因此，必须设电容来旁路这只电阻，然而，真正成问题的状况现在开始出现了。
电容对AC呈短路作用，可以防止阴极偏置电阻形成反馈。但在很低的频率上，它的电抗增大，不再呈现短路作用，于是，就形成了反馈。输出级本来是与负载匹配的，可这里的反馈造成了失配，导致失真陡增、输出功率下降。要解决问题，最明显的应对办法是，使用容量足够大的电容，令这里得到的截止频率，能保证低于我们感兴趣的所有频率；这个截止频率可以取1Hz。还应记得，电容看到的电阻不是Rk，而是Rk与输出管rk的并联。我佃很快就可以计算出所需的电容取值。
对于五极管来说，rk=l/gm。典型情况下，输出五极管在其工作点上，有gm=lOmAN，所以，rk～lOOQ。与其并联的阴极偏置电阻Rk≈300Q，并联后的总电阻为75Q。为得到1Hz的截止频率，我们要使用2 000yF的电容。
在Mullard 5-20放大器设计生产的年代，还没有2 000VF 50V的电容供应，所以，该机电路就没有用上大电容。现在，这么大的电容已有供应，但由于以下两个原因，你或许更愿意使用容量偏小一些的电容。
·与容量相比，2 000ptF电容自身的电感量较大。因此，会在高频上形成反馈。不过，我们可以选用那些供开关电源用的低电感电容，再并联一只小电容。
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