Sallen＆Key滤波器用于有源分频
发布时间:2013/7/27 20:52:35 访问次数:982
1995年，Sallen和Key两人合写了一篇关于RC有源滤波器设计的论文，对后来的影响很大。这里提到的所有元件编号和页码，都是以该论文为参考的。
阴极跟随器可用于构成Sallen&Key滤波器，但工作情况决非理想。MAX706SESA作为低通滤波器应用，有两只串联电阻(Ri和R2)串在阴极跟随器的输入处(译注：参见后面的图A.6)，并从这两只电阻中间，接一只电容至阴极跟随器的输出端。我们还记得，阴极跟随器有rouC-l/gm，如果gm=2mAN，则典型隋况下为rom-500Q。这个输出电阻rout与反馈电阻（或反馈电容）相连后，构成一个分压器，决定了输入处RC网络的最大衰减。因此，阴极跟随器使用高gm管，可以获得更大的最大阻带衰减，其最大衰减约为R1／rot。
比如，对一个截止频率为860Hz的12dB/oct的6J5阴极跟随器低通滤波器，利用仿真软件研究其可行性时发现：按实际元件取值的电路，其频响曲线在频率升至18kHz时，下跌至-54dB，之后，反而开始以6dB/oct的速率随着频率而升高。幸好，我们打算用两个这样的电路串联起来使用，此时的仿真表明，在接近音频带顶端处能下跌至-108dB，不会带来明显的不利影响。
由于Sallen&Key滤波器依靠正反馈工作，会对所用放大电路的失真性能带来相当大的不良影响，因此，至关重要的事情是，在做成滤波器之前，放大电路就要有最小化的失真。很明显，在设计之时，需要我们认真细致地进行电子管及其工作点的
选择。不过，还有一种不是那么明显、但很有效的设计办法，就是使用高¨管，以便在施加正反馈之前，就能够获得更多的负反馈（负反馈可令失真减小），同时，还采用恒流源（比如EF184五极管恒流源）作为阴极跟随器的负载，使失真进一步减小。使用EC91单三极管时，其典型工作点下有p=80、gm=5.7mAN，因此，是理论上的一种极佳选择。但最终的分析表明，*SN7/*N7家族的电子管由于具有原生失真的优势，能获得更佳的性能，见图A.3(译注：该分频电路的分频点约为950Hz，但在滤波设计上存在严重错误。为尽量忠于原著，故保留此图。译者更正后的电路见图A.7)。
——译者注一：从图A.3的电路结构看，低音通道采用24dB/oct的四阶低通滤波器，而高音通道，采用的是12dB/oct的二阶高通滤波器——赵与下一节作者所称的24dB/oct四阶滤波器相矛盾；高低音两个通道末缀电路栅极处的RC网络，原图上分别标注有“SdB LF Eq（5dB低频均衡）”和“4dB LF Eq（4dB低频均衡）”，从这些标注判断，作者可能是想借助这里的分压器来分别校正两个通道的输出电平，以实现两通道的平衡，但实际却带来了不良的后果。
一译者注二：译者所做的仿真表明，图A.3这个电路的整体输出频响曲线（高低音两通道输出信号合成后的曲线）极为糟糕。其中，中频段出现了严重的下陷低谷，从100Hz开始（此处电平为-0.8dB），至500Hz附近到达谷底（此处电平为-7.5dB）；之后，曲线又抬升，1.5kHz至峰顸（此处电平为-0.8dB）。过了此峰顶后，紧接着（包括整个高频段）又一直下降，4kHz的电平为-2.5dB，8kHz的电平为-4.4dB，20kHz的电平为-5.6dB。
阴极跟随器可用于构成Sallen&Key滤波器，但工作情况决非理想。MAX706SESA作为低通滤波器应用，有两只串联电阻(Ri和R2)串在阴极跟随器的输入处(译注：参见后面的图A.6)，并从这两只电阻中间，接一只电容至阴极跟随器的输出端。我们还记得，阴极跟随器有rouC-l/gm，如果gm=2mAN，则典型隋况下为rom-500Q。这个输出电阻rout与反馈电阻（或反馈电容）相连后，构成一个分压器，决定了输入处RC网络的最大衰减。因此，阴极跟随器使用高gm管，可以获得更大的最大阻带衰减，其最大衰减约为R1／rot。
比如，对一个截止频率为860Hz的12dB/oct的6J5阴极跟随器低通滤波器，利用仿真软件研究其可行性时发现：按实际元件取值的电路，其频响曲线在频率升至18kHz时，下跌至-54dB，之后，反而开始以6dB/oct的速率随着频率而升高。幸好，我们打算用两个这样的电路串联起来使用，此时的仿真表明，在接近音频带顶端处能下跌至-108dB，不会带来明显的不利影响。
由于Sallen&Key滤波器依靠正反馈工作，会对所用放大电路的失真性能带来相当大的不良影响，因此，至关重要的事情是，在做成滤波器之前，放大电路就要有最小化的失真。很明显，在设计之时，需要我们认真细致地进行电子管及其工作点的
选择。不过，还有一种不是那么明显、但很有效的设计办法，就是使用高¨管，以便在施加正反馈之前，就能够获得更多的负反馈（负反馈可令失真减小），同时，还采用恒流源（比如EF184五极管恒流源）作为阴极跟随器的负载，使失真进一步减小。使用EC91单三极管时，其典型工作点下有p=80、gm=5.7mAN，因此，是理论上的一种极佳选择。但最终的分析表明，*SN7/*N7家族的电子管由于具有原生失真的优势，能获得更佳的性能，见图A.3(译注：该分频电路的分频点约为950Hz，但在滤波设计上存在严重错误。为尽量忠于原著，故保留此图。译者更正后的电路见图A.7)。
——译者注一：从图A.3的电路结构看，低音通道采用24dB/oct的四阶低通滤波器，而高音通道，采用的是12dB/oct的二阶高通滤波器——赵与下一节作者所称的24dB/oct四阶滤波器相矛盾；高低音两个通道末缀电路栅极处的RC网络，原图上分别标注有“SdB LF Eq（5dB低频均衡）”和“4dB LF Eq（4dB低频均衡）”，从这些标注判断，作者可能是想借助这里的分压器来分别校正两个通道的输出电平，以实现两通道的平衡，但实际却带来了不良的后果。
一译者注二：译者所做的仿真表明，图A.3这个电路的整体输出频响曲线（高低音两通道输出信号合成后的曲线）极为糟糕。其中，中频段出现了严重的下陷低谷，从100Hz开始（此处电平为-0.8dB），至500Hz附近到达谷底（此处电平为-7.5dB）；之后，曲线又抬升，1.5kHz至峰顸（此处电平为-0.8dB）。过了此峰顶后，紧接着（包括整个高频段）又一直下降，4kHz的电平为-2.5dB，8kHz的电平为-4.4dB，20kHz的电平为-5.6dB。
1995年，Sallen和Key两人合写了一篇关于RC有源滤波器设计的论文，对后来的影响很大。这里提到的所有元件编号和页码，都是以该论文为参考的。
阴极跟随器可用于构成Sallen&Key滤波器，但工作情况决非理想。MAX706SESA作为低通滤波器应用，有两只串联电阻(Ri和R2)串在阴极跟随器的输入处(译注：参见后面的图A.6)，并从这两只电阻中间，接一只电容至阴极跟随器的输出端。我们还记得，阴极跟随器有rouC-l/gm，如果gm=2mAN，则典型隋况下为rom-500Q。这个输出电阻rout与反馈电阻（或反馈电容）相连后，构成一个分压器，决定了输入处RC网络的最大衰减。因此，阴极跟随器使用高gm管，可以获得更大的最大阻带衰减，其最大衰减约为R1／rot。
比如，对一个截止频率为860Hz的12dB/oct的6J5阴极跟随器低通滤波器，利用仿真软件研究其可行性时发现：按实际元件取值的电路，其频响曲线在频率升至18kHz时，下跌至-54dB，之后，反而开始以6dB/oct的速率随着频率而升高。幸好，我们打算用两个这样的电路串联起来使用，此时的仿真表明，在接近音频带顶端处能下跌至-108dB，不会带来明显的不利影响。
由于Sallen&Key滤波器依靠正反馈工作，会对所用放大电路的失真性能带来相当大的不良影响，因此，至关重要的事情是，在做成滤波器之前，放大电路就要有最小化的失真。很明显，在设计之时，需要我们认真细致地进行电子管及其工作点的
选择。不过，还有一种不是那么明显、但很有效的设计办法，就是使用高¨管，以便在施加正反馈之前，就能够获得更多的负反馈（负反馈可令失真减小），同时，还采用恒流源（比如EF184五极管恒流源）作为阴极跟随器的负载，使失真进一步减小。使用EC91单三极管时，其典型工作点下有p=80、gm=5.7mAN，因此，是理论上的一种极佳选择。但最终的分析表明，*SN7/*N7家族的电子管由于具有原生失真的优势，能获得更佳的性能，见图A.3(译注：该分频电路的分频点约为950Hz，但在滤波设计上存在严重错误。为尽量忠于原著，故保留此图。译者更正后的电路见图A.7)。
——译者注一：从图A.3的电路结构看，低音通道采用24dB/oct的四阶低通滤波器，而高音通道，采用的是12dB/oct的二阶高通滤波器——赵与下一节作者所称的24dB/oct四阶滤波器相矛盾；高低音两个通道末缀电路栅极处的RC网络，原图上分别标注有“SdB LF Eq（5dB低频均衡）”和“4dB LF Eq（4dB低频均衡）”，从这些标注判断，作者可能是想借助这里的分压器来分别校正两个通道的输出电平，以实现两通道的平衡，但实际却带来了不良的后果。
一译者注二：译者所做的仿真表明，图A.3这个电路的整体输出频响曲线（高低音两通道输出信号合成后的曲线）极为糟糕。其中，中频段出现了严重的下陷低谷，从100Hz开始（此处电平为-0.8dB），至500Hz附近到达谷底（此处电平为-7.5dB）；之后，曲线又抬升，1.5kHz至峰顸（此处电平为-0.8dB）。过了此峰顶后，紧接着（包括整个高频段）又一直下降，4kHz的电平为-2.5dB，8kHz的电平为-4.4dB，20kHz的电平为-5.6dB。
阴极跟随器可用于构成Sallen&Key滤波器，但工作情况决非理想。MAX706SESA作为低通滤波器应用，有两只串联电阻(Ri和R2)串在阴极跟随器的输入处(译注：参见后面的图A.6)，并从这两只电阻中间，接一只电容至阴极跟随器的输出端。我们还记得，阴极跟随器有rouC-l/gm，如果gm=2mAN，则典型隋况下为rom-500Q。这个输出电阻rout与反馈电阻（或反馈电容）相连后，构成一个分压器，决定了输入处RC网络的最大衰减。因此，阴极跟随器使用高gm管，可以获得更大的最大阻带衰减，其最大衰减约为R1／rot。
比如，对一个截止频率为860Hz的12dB/oct的6J5阴极跟随器低通滤波器，利用仿真软件研究其可行性时发现：按实际元件取值的电路，其频响曲线在频率升至18kHz时，下跌至-54dB，之后，反而开始以6dB/oct的速率随着频率而升高。幸好，我们打算用两个这样的电路串联起来使用，此时的仿真表明，在接近音频带顶端处能下跌至-108dB，不会带来明显的不利影响。
由于Sallen&Key滤波器依靠正反馈工作，会对所用放大电路的失真性能带来相当大的不良影响，因此，至关重要的事情是，在做成滤波器之前，放大电路就要有最小化的失真。很明显，在设计之时，需要我们认真细致地进行电子管及其工作点的
选择。不过，还有一种不是那么明显、但很有效的设计办法，就是使用高¨管，以便在施加正反馈之前，就能够获得更多的负反馈（负反馈可令失真减小），同时，还采用恒流源（比如EF184五极管恒流源）作为阴极跟随器的负载，使失真进一步减小。使用EC91单三极管时，其典型工作点下有p=80、gm=5.7mAN，因此，是理论上的一种极佳选择。但最终的分析表明，*SN7/*N7家族的电子管由于具有原生失真的优势，能获得更佳的性能，见图A.3(译注：该分频电路的分频点约为950Hz，但在滤波设计上存在严重错误。为尽量忠于原著，故保留此图。译者更正后的电路见图A.7)。
——译者注一：从图A.3的电路结构看，低音通道采用24dB/oct的四阶低通滤波器，而高音通道，采用的是12dB/oct的二阶高通滤波器——赵与下一节作者所称的24dB/oct四阶滤波器相矛盾；高低音两个通道末缀电路栅极处的RC网络，原图上分别标注有“SdB LF Eq（5dB低频均衡）”和“4dB LF Eq（4dB低频均衡）”，从这些标注判断，作者可能是想借助这里的分压器来分别校正两个通道的输出电平，以实现两通道的平衡，但实际却带来了不良的后果。
一译者注二：译者所做的仿真表明，图A.3这个电路的整体输出频响曲线（高低音两通道输出信号合成后的曲线）极为糟糕。其中，中频段出现了严重的下陷低谷，从100Hz开始（此处电平为-0.8dB），至500Hz附近到达谷底（此处电平为-7.5dB）；之后，曲线又抬升，1.5kHz至峰顸（此处电平为-0.8dB）。过了此峰顶后，紧接着（包括整个高频段）又一直下降，4kHz的电平为-2.5dB，8kHz的电平为-4.4dB，20kHz的电平为-5.6dB。
相关技术资料- 3-26增加的微处理器
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