同步偏置电路的工作原XC9536XLVQG44-10C理如图7虚线框内的部分所示，其工作过程是：无信号时，输出O点的电位为零。此时适当调整、U2和U3可使B点的电位低于A、C点的电位，E点的电位高于D、F点电位。二极管VDl-VD4均导通，Vl-5、VT7、Vl-6、VT8的静态电流由U1、U2、U3共同决定。如果输入正信号，使A点电位升高，B点电位跟着升高，引起VT5、VT7的电流增大，vT7的发射极电流，在发射极电阻Re7上产生较大的电压。此时，如果输出级是单一偏置(U1)的普通乙类放大电路，便会增大而使G点的电位高于0点电位，使VT8变成反向偏置而进入截止状态。但同步偏置电路里，U3通过VD4的耦合，使Vl-6基极的瞬时电位/在随放大器输出电压、的升高而变化，其值总比uo低一个值(U3减去VD4的正向压降)。也就是说，VT6、VT8在整个正信号输入过程，一直保持由U提供的正向偏置，不会进入截止状态，避免了开、关情况的发生。这时由于输入正信号，D点的电位也升高，二极管VD3裁止。由于较大，使得C点电位低于B点电位，VD2也截止。输入负信号时A点、D点电位降低，VD2、VD3导通，VD1、VD4截止，VT5、VT7由U维持足够的正向偏置，不会进入截止状态。可见，同步偏置电路是借助二极管的开关作用和恒定偏置电压U2、U3，使功放管不再出现导通一截止的开关过程。只要VD1～VD4的开关性能比推动管和功放管好，开关失真便可克服。另外，为了抑制交越失真，VD1—VD4-选用低正向压降二极管，使输出级的推挽工作过程更接近线性。
    关于二极管的选用，笔者用2AP9、2AK7、1N4148、1N60P做对比试验：输入端送入一个正弦波，用双踪示波器观察输入、输出波形。只要适当调整U1、U2、U3使VD1～VD44于导通状态（流过lmA左右的正向电流），输出波形都很光滑流畅，看不到关失真和交越失真的迹象。分别调节示波器Y1、Y2增益，使输出波形与输入波形完全重合，把示波器的一踪置于倒相状态，得到输出与输入相减的波形——即失真波形，如图8所示。这种方法虽不能得到定量分析的结果，但完全可定性的说明问题。反复比较几种失真波形，决定选用1N60P。1N60P足低正向压降、高速开关二极管．1mA电流时的正向压降约0.2V。
    在本机中，U1由电压放大器WH0503内的恒压偏置电路担任，U2、乙B由WH0504担任。调整图6中的RP1、RP2即可改变功放管的静态电流。
    推动管由两对2SC5171、2SA1930并联，每管静态电流约20mA。末级功放管用5对NJW0281G、NJW0302G并联（每声道10对），每管静态电流为50—100mA，最大不失真输出时，每管工作电流达到400～450mA。每声道最大不失真功率8Q时不小于120W，4Q时不小于200W。

               
    图6中的R71～R90和功放管射极电阻R51～R70，以及图10中的VD11—VD14、R101、R103组成功放管电流监测取样电路。
    IC4为直流伺服电路，R23、R24把36V降压后给运放提供工作电压。IC5、IC6把36V降压后给缓冲器WH0502提供工作电压。电压放大器WH0503的工作电压由低压差稳压器(LDO)做二次稳压后提供。在大信号下，信号谐波通过推动管集电极窜入电源，仅靠退耦电容不能完全滤除，增加二次稳压，使供给WH0503的电源纹波更小、更平稳。
    图9所示的是由TL431枸成的低压差稳压器(LDO)电路图。它的工作过程是（以正电源为例）：TL431的R端输出稳定的2.5V基准电压，决定了流经RP5和R96的电流（流经RP5的电流还有流入R端的电流k，由于该电流很小，权且忽略）是稳定的，即输出电压是稳定的。TL431的K端有吸纳或吐出电流的双重功能，当输出电流或输入电压发生波动时，靠K端吸收或吐出电流调Vl-30的基极电流，进而改变调整管Vl-29的ce压降，使输出电压回到稳定值。只要VT29的基极注入电流（即Vl-30的集电极电流）大于输出电流除以VT29的放大倍数．VT29的ce压降就等于它的饱和压降，这样便达到了低压差输出的目的。C13对降低电源的纹波有很大作用，但不宜太大，否则会因充电电流过大而烧坏TL431。C14可尽量大一点，有利于降低纹波。该电源输出电流1COmA时压差小于0.5V，纹波峰峰值小于2mV（示波器观察）。调整R95、R99可改变其额定电流，其阻值大小与VT29、Vl-30的放大倍数有关，放大倍数越大其阻值越小。发光二极管仅作指示用。