高边(HS)开关器件MOSFET的寄生源电感对控制开关电流的下降沿时间起着举足轻重的决定作用。本文将推导出方程式，描述在HSMOSFET中电流下降沿时间的损耗，并研究这些方程式以了解MOSFET参数对动态损耗的影响和如何优化这些损耗。

图1所示为同步降压转换器的原理图，该转换器是PC机内核心转换器的主要动力。L2和L3是寄生源电感，由MOSFET封装引线源极电感和印刷电路板(PCB)寄生电感所组成。

图2所示为实际电压调节器模块(VRM)的开关波形。Ch1是图1中上端(HS)MOSFET M1 的栅地(Gate-Ground)电压；Ch2是同图中HSMOSFET M1的源地(Source-Ground)电压。图2中的M1曲线是经计算的Ch1-Ch2，代表HSMOSFET的栅-源电压，而Ch3和Ch4 是M2和M1的漏极电流。在这个特殊的测试中，我们必须在图1的M1和M2源极使用一个电流环路(部分由L2和L3代表)以进行电流的测量。这会在电路中引入大的电感，从而使电路性能明显改变。虽然这不是真实的电路，但却可以帮助我们了解这些MOSFET在关断过程中的损耗机理。M1清楚地显示在栅极电压关断后，出现一段约2.5V的稳态电压，如图2 ch1所示。在这个稳态大约持续100ns的期间里，HS和LSMOSFET的漏极电流会改变状态，HSMOSFET关断，漏极电流(Ch4)将为0；LSMOSFET会导通，漏极电流(Ch3)将到达电感电流。这正是实际工作电路与目前我们对同步降压转换器工作原理的理解相矛盾之处。

1.下降沿的时间tf可由如下等式计算出来：

此处Ls=寄生源电感，a=MOSFET栅极阈值附近的正向跨导，V^gth=栅极阈值电压，IL=负载电流。

2.动态功耗Pd为：

将(1)代入(2)得到(3)，等式(3)表示作为下降沿时间(上式(1)中的tf)函数的动态损耗。

仔细研究(3)可以发现：动态损耗有几个分量与负载电流IL、IL^3/2和ln(IL)^1/2成正比。这与公式1中与IL的线性关系大不相同。这个复杂的关系说明了先前未能解释的现象--即高频同步降压转换器(开关频率＞200KHz)的MOSFET在开关电流增加时产生过高的功耗。

图3描述了栅源极电压和漏极电流之间的关系。注意栅极阈值电压附近显著的非线性特性，该非线性解释了上述复合等式(1)中的下降沿时间tf。图4所示由图3计算出来的正向跨导。很显然，跨导a是栅极阈值电压之上栅-源极电压的函数。

图5在z轴上给出功耗，在x轴上给出栅极阈值电压V^gth，在y轴上给出MOSFET正向跨导a。该图形表明在5nH的寄生源电感存在的情况下，MOSFET的栅极阈值电压对于整个HS开关损耗(z轴)的重要影响。栅极阈值电压越高，关断损耗便会越低，而且效率也会越高。但是取得这种结果也需要付出代价，较高的栅极阈值电压需要较高的栅极驱动电压，要获得相同的MOSFET导通电阻Rdson，就会导致更高的栅极驱动器损耗。通常增益会超过损耗，并且能获得效率的净增长。正向跨导对关断时的动态损耗影响业很大。跨导的数值越大，功耗就越大，特别是在栅极阈值电压较低时则更大。该现象可作如下解释：正向跨导较大时，源极电感的反电动势必须较小，以来维持漏极电流，而较小的正向跨导会产生较大的电动势，产生较短的下降沿时间，并产生较低的功耗。

图6描述z轴上功耗、负载电流以及栅极阈值附近MOSFET正向跨导之间的关系。仔细研究图形得出结论：在小于10A的低电流条件下，栅极阈值电压附近的正向跨导的影响很小，而在30A至40A的大电流情况下，MOSFET的正向跨导具有显著的影响。

正如前面所说：这是因为较低的跨导必须有较高的栅-源电压才能使MOSFET传导高的负载电流，较高的栅-源电压可以加速关断MOSFET，从而降低损耗。现代MOSFET 通常拥有非常高的跨导值，因为它们必须以仅仅高于栅极阈值电压2.5V的