共模抑制比(CMRR)
发布时间:2013/7/10 20:38:16 访问次数:1894
如果差分对的两个栅极同ADG781BCPZ时都加上+1V电压，阴极电压必然随之上升1V，阴极电流仍将保持恒定。而阳极电压不会改变，因为这里并没有Vgk电压的变化，也就起不到对阳极电压的控制作用。电路只对两个输入端的信号差别作出响应，这个信号差别也称为差分（differential）信号。如果信号是同时加到两个输入端上的，则这种信号称为共模( common-mode)信号。
差分对电路具有抑制共模信号的特性，这甚为重要。因为这种特性表明，差分对电路能够抑制来自于电源的哼声以及输入信号中的共模哼声。我们将对此作进一步研究。
根据欧姆定律，差分对两个输出端的电压可以用电流来表示：
Vout(l)=/l‘RL(1)
Vout(2)=/2‘RLc2)
如果11-屯，两个负载电阻也是相等的，那么，两个输出电压除了互为反相外，是完全一样的。但是，这样的理想结果总是难于实现，主要有如下两个原因。
·信号电流通过其他路径流至地线而造成损失。信号电流f，流至Vl管的阴极处时，会分为两部分，一鄯分经Rk流走。剩下的另一部分信号电流流进V．管的阴极，从而成为如。但是，如果有Rk=o，则没有电流流经Rk，也就没有信号电流的损失，那么，可得到共模抑制比(Common-Mode Rejection Ratio，简称CMRR)为：
我们应选用高∥值的电子管，并尽可能提高Rk与RL的比率。这里有一个RIAA均衡前置放大器第二级电路的例子（见第7章）：E88CC作为差分对，由EF184恒流源（L,流源2Rk～1MQ）提供阴极电流，RL =47kQ，所以得到CMRR～57dB。
·如果RLcl)#RLc2)，又或者这两种情况兼而有之，由上述CMRR计算公式得到的结果就须打折扣。成本低又易实行的方法，是使用准确的数字万用表来测量配对负载电阻，避免出现失配。而要实现电子管的匹配，则困难得多。由于这些CMRR简单计算式忽略了电子管失配、负载电阻失配、寄生电容影响等不利因素，因此，如果计算结果显示CMRR> 60dB，都审慎对待。不管怎样，鉴于实践中较易获得40dB的CMRR性能，有必要检查考察差分对尾巴电阻凤的取值，以保证预期的CMRR>40dB。
差分对电路具有抑制共模信号的特性，这甚为重要。因为这种特性表明，差分对电路能够抑制来自于电源的哼声以及输入信号中的共模哼声。我们将对此作进一步研究。
根据欧姆定律，差分对两个输出端的电压可以用电流来表示：
Vout(l)=/l‘RL(1)
Vout(2)=/2‘RLc2)
如果11-屯，两个负载电阻也是相等的，那么，两个输出电压除了互为反相外，是完全一样的。但是，这样的理想结果总是难于实现，主要有如下两个原因。
·信号电流通过其他路径流至地线而造成损失。信号电流f，流至Vl管的阴极处时，会分为两部分，一鄯分经Rk流走。剩下的另一部分信号电流流进V．管的阴极，从而成为如。但是，如果有Rk=o，则没有电流流经Rk，也就没有信号电流的损失，那么，可得到共模抑制比(Common-Mode Rejection Ratio，简称CMRR)为：
我们应选用高∥值的电子管，并尽可能提高Rk与RL的比率。这里有一个RIAA均衡前置放大器第二级电路的例子（见第7章）：E88CC作为差分对，由EF184恒流源（L,流源2Rk～1MQ）提供阴极电流，RL =47kQ，所以得到CMRR～57dB。
·如果RLcl)#RLc2)，又或者这两种情况兼而有之，由上述CMRR计算公式得到的结果就须打折扣。成本低又易实行的方法，是使用准确的数字万用表来测量配对负载电阻，避免出现失配。而要实现电子管的匹配，则困难得多。由于这些CMRR简单计算式忽略了电子管失配、负载电阻失配、寄生电容影响等不利因素，因此，如果计算结果显示CMRR> 60dB，都审慎对待。不管怎样，鉴于实践中较易获得40dB的CMRR性能，有必要检查考察差分对尾巴电阻凤的取值，以保证预期的CMRR>40dB。
如果差分对的两个栅极同ADG781BCPZ时都加上+1V电压，阴极电压必然随之上升1V，阴极电流仍将保持恒定。而阳极电压不会改变，因为这里并没有Vgk电压的变化，也就起不到对阳极电压的控制作用。电路只对两个输入端的信号差别作出响应，这个信号差别也称为差分（differential）信号。如果信号是同时加到两个输入端上的，则这种信号称为共模( common-mode)信号。
差分对电路具有抑制共模信号的特性，这甚为重要。因为这种特性表明，差分对电路能够抑制来自于电源的哼声以及输入信号中的共模哼声。我们将对此作进一步研究。
根据欧姆定律，差分对两个输出端的电压可以用电流来表示：
Vout(l)=/l‘RL(1)
Vout(2)=/2‘RLc2)
如果11-屯，两个负载电阻也是相等的，那么，两个输出电压除了互为反相外，是完全一样的。但是，这样的理想结果总是难于实现，主要有如下两个原因。
·信号电流通过其他路径流至地线而造成损失。信号电流f，流至Vl管的阴极处时，会分为两部分，一鄯分经Rk流走。剩下的另一部分信号电流流进V．管的阴极，从而成为如。但是，如果有Rk=o，则没有电流流经Rk，也就没有信号电流的损失，那么，可得到共模抑制比(Common-Mode Rejection Ratio，简称CMRR)为：
我们应选用高∥值的电子管，并尽可能提高Rk与RL的比率。这里有一个RIAA均衡前置放大器第二级电路的例子（见第7章）：E88CC作为差分对，由EF184恒流源（L,流源2Rk～1MQ）提供阴极电流，RL =47kQ，所以得到CMRR～57dB。
·如果RLcl)#RLc2)，又或者这两种情况兼而有之，由上述CMRR计算公式得到的结果就须打折扣。成本低又易实行的方法，是使用准确的数字万用表来测量配对负载电阻，避免出现失配。而要实现电子管的匹配，则困难得多。由于这些CMRR简单计算式忽略了电子管失配、负载电阻失配、寄生电容影响等不利因素，因此，如果计算结果显示CMRR> 60dB，都审慎对待。不管怎样，鉴于实践中较易获得40dB的CMRR性能，有必要检查考察差分对尾巴电阻凤的取值，以保证预期的CMRR>40dB。
差分对电路具有抑制共模信号的特性，这甚为重要。因为这种特性表明，差分对电路能够抑制来自于电源的哼声以及输入信号中的共模哼声。我们将对此作进一步研究。
根据欧姆定律，差分对两个输出端的电压可以用电流来表示：
Vout(l)=/l‘RL(1)
Vout(2)=/2‘RLc2)
如果11-屯，两个负载电阻也是相等的，那么，两个输出电压除了互为反相外，是完全一样的。但是，这样的理想结果总是难于实现，主要有如下两个原因。
·信号电流通过其他路径流至地线而造成损失。信号电流f，流至Vl管的阴极处时，会分为两部分，一鄯分经Rk流走。剩下的另一部分信号电流流进V．管的阴极，从而成为如。但是，如果有Rk=o，则没有电流流经Rk，也就没有信号电流的损失，那么，可得到共模抑制比(Common-Mode Rejection Ratio，简称CMRR)为：
我们应选用高∥值的电子管，并尽可能提高Rk与RL的比率。这里有一个RIAA均衡前置放大器第二级电路的例子（见第7章）：E88CC作为差分对，由EF184恒流源（L,流源2Rk～1MQ）提供阴极电流，RL =47kQ，所以得到CMRR～57dB。
·如果RLcl)#RLc2)，又或者这两种情况兼而有之，由上述CMRR计算公式得到的结果就须打折扣。成本低又易实行的方法，是使用准确的数字万用表来测量配对负载电阻，避免出现失配。而要实现电子管的匹配，则困难得多。由于这些CMRR简单计算式忽略了电子管失配、负载电阻失配、寄生电容影响等不利因素，因此，如果计算结果显示CMRR> 60dB，都审慎对待。不管怎样，鉴于实践中较易获得40dB的CMRR性能，有必要检查考察差分对尾巴电阻凤的取值，以保证预期的CMRR>40dB。
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