准谐振软开关控制器IRIS4015的设计及应用
发布时间:2007/8/28 0:00:00 访问次数:510
作者：段晓飞 邹 立 王鸿麟
摘要：IRIS4015是一款专用准谐振软开关控制器，该芯片功能齐全，使用外围元件少，并具有完善的保护电路。文中详细介绍了该芯片的特点、功能，给出了其典型应用电路。
关键词：准谐振；软开关；反激变换器；IRIS4015
１ 概述
ＩＲＩＳ４０１５是将ＭＯＳＦＥＴ和开关电源控制器封装在一起的组合集成电路，主要应用于反激式准谐振变换器。该器件采用５脚ＳＩＰ或ＳＭＤ封装，适用于各类高低压开关电源。该器件的静态工作电流很低（１００μＡ），具有内部软启动、温度补偿的逐脉冲过流保护ＯＣＰ、过压锁定保护（ＯＶＰ）和过热关断保护（ＴＳＤ）等功能。
２ 引脚功能
ＩＲＩＳ４０１５的管脚排列如图１所示。各引脚的功能如表１所列。
３ 应用电路工作原理
ＩＲＩＳ４０１５在反激电源中的典型应用电路如图２所示。
３．１ 反馈和控制电路
表1 IRIS4015的引脚功能
引脚号 引脚名 功 能
1 S 内部功率MOS管源极引出端
2 GND 芯片地
3 D 内部功率MOS管漏极引出端
4 VCC 芯片电源
5 OCP/FB 过流检测/输出电压反馈端
振荡器利用ＩＣ内部的电容Ｃ１充放电来产生决定ＭＯＳＦＥＴ关断时间的脉冲信号。振荡器的工作过程如图３所示。当ＭＯＳＦＥＴ开通时，内部５．６Ｖ恒压源对电容Ｃ１充电，ＭＯＳＦＥＴ的漏极电流ＩＤ流经Ｒ５产生压降ＶＲ５后反馈到ＯＣＰ／ＦＢ脚，以实现初级电流控制。当ＯＣＰ／ＦＢ脚电压达到基准１（０．７３Ｖ）时，比较器１翻转，ＭＯＳＦＥＴ关断，Ｃ１结束充电，并开始恒流放电。当Ｃ１两端电压下降到基准２（１．２Ｖ）时，振荡器输出再次反相，ＭＯＳＦＥＴ导通，Ｃ１两端电压迅速充电到５．６Ｖ，ＭＯＳＦＥＴ反复循环开关工作。ＭＯＳＦＥＴ的导通时间由ＶＲ５的斜率决定。同样，ＭＯＳＦＥＴ的关断时间由Ｃ１和恒流放电电路决定。关断时间由内部恒流放电电路调整到约５０μｓ。
次级输出电压采用电压型控制。输出电压通过光耦在Ｒ４两端产生反馈电压ＶＲ４，反馈电压与Ｒ５两端降压ＶＲ５之和使比较器１翻转。当输出电压升高时，ＯＣＰ／ＦＢ脚电压升高，从而使ＯＣＰ／ＦＢ脚电压达到基准电压１（０．７３Ｖ）的时间缩短，并使ＭＯＳＦＥＴ的导通宽度变窄，以减少反激变压器存储的能量使输出电压降低。
３．２ 过流保护及正反馈补偿
过流保护电路通过检测ＭＯＳＦＥＴ源极和ＧＮＤ之间串联电阻Ｒ５两端的电压，可检测ＭＯＳＦＥＴ的漏极电流，该检测信号和ＶＲ４之和将反馈到ＯＣＰ／ＦＢ脚并与基准电压１（０．７３Ｖ）比较，以实现限流功能。
过流保护电路动作时，输出过流使输出电压下降，同时辅助绕组的电压也相应下降，当Ｖｃｃ降到ＵＶＬＯ门限电压以下时，控制器停止工作。输出电流持续下降，Ｖｃｃ电压因启动电路工作而升到启动电压，从而使电路间歇性工作。
当交流输入电压较高时，漏极电流较小，此时达到过流保护时的输出功率值将大于低压输入时的输出功率值。而加入由两个电阻和一个稳压管组成的正反馈补偿电路后（如图４所示），在交流输入电压较高时，其总输出功率变化不大。
加入正反馈补偿后，当输入交流电压较高时，辅助电源在ＯＣＰ／ＦＢ脚产生的偏置电压会降低ＭＯＳ-ＦＥＴ漏极的平均电流。这样，由于漏极电流减小，初级绕组漏感引起的反电压降低，ＭＯＳＦＥＴ两端承受的电压减小，同时也降低了电感电流。因此，加入正反馈补偿电路后，输出功率会被控制在适当的范围内，同时，次级侧元件承受的应力也不会过大。
３．３ 准谐振电路分析
图５给出了各点的波形图。图中，
作者：段晓飞 邹 立 王鸿麟
摘要：IRIS4015是一款专用准谐振软开关控制器，该芯片功能齐全，使用外围元件少，并具有完善的保护电路。文中详细介绍了该芯片的特点、功能，给出了其典型应用电路。
关键词：准谐振；软开关；反激变换器；IRIS4015
１ 概述
ＩＲＩＳ４０１５是将ＭＯＳＦＥＴ和开关电源控制器封装在一起的组合集成电路，主要应用于反激式准谐振变换器。该器件采用５脚ＳＩＰ或ＳＭＤ封装，适用于各类高低压开关电源。该器件的静态工作电流很低（１００μＡ），具有内部软启动、温度补偿的逐脉冲过流保护ＯＣＰ、过压锁定保护（ＯＶＰ）和过热关断保护（ＴＳＤ）等功能。
２ 引脚功能
ＩＲＩＳ４０１５的管脚排列如图１所示。各引脚的功能如表１所列。
３ 应用电路工作原理
ＩＲＩＳ４０１５在反激电源中的典型应用电路如图２所示。
３．１ 反馈和控制电路
表1 IRIS4015的引脚功能
引脚号 引脚名 功 能
1 S 内部功率MOS管源极引出端
2 GND 芯片地
3 D 内部功率MOS管漏极引出端
4 VCC 芯片电源
5 OCP/FB 过流检测/输出电压反馈端
振荡器利用ＩＣ内部的电容Ｃ１充放电来产生决定ＭＯＳＦＥＴ关断时间的脉冲信号。振荡器的工作过程如图３所示。当ＭＯＳＦＥＴ开通时，内部５．６Ｖ恒压源对电容Ｃ１充电，ＭＯＳＦＥＴ的漏极电流ＩＤ流经Ｒ５产生压降ＶＲ５后反馈到ＯＣＰ／ＦＢ脚，以实现初级电流控制。当ＯＣＰ／ＦＢ脚电压达到基准１（０．７３Ｖ）时，比较器１翻转，ＭＯＳＦＥＴ关断，Ｃ１结束充电，并开始恒流放电。当Ｃ１两端电压下降到基准２（１．２Ｖ）时，振荡器输出再次反相，ＭＯＳＦＥＴ导通，Ｃ１两端电压迅速充电到５．６Ｖ，ＭＯＳＦＥＴ反复循环开关工作。ＭＯＳＦＥＴ的导通时间由ＶＲ５的斜率决定。同样，ＭＯＳＦＥＴ的关断时间由Ｃ１和恒流放电电路决定。关断时间由内部恒流放电电路调整到约５０μｓ。
次级输出电压采用电压型控制。输出电压通过光耦在Ｒ４两端产生反馈电压ＶＲ４，反馈电压与Ｒ５两端降压ＶＲ５之和使比较器１翻转。当输出电压升高时，ＯＣＰ／ＦＢ脚电压升高，从而使ＯＣＰ／ＦＢ脚电压达到基准电压１（０．７３Ｖ）的时间缩短，并使ＭＯＳＦＥＴ的导通宽度变窄，以减少反激变压器存储的能量使输出电压降低。
３．２ 过流保护及正反馈补偿
过流保护电路通过检测ＭＯＳＦＥＴ源极和ＧＮＤ之间串联电阻Ｒ５两端的电压，可检测ＭＯＳＦＥＴ的漏极电流，该检测信号和ＶＲ４之和将反馈到ＯＣＰ／ＦＢ脚并与基准电压１（０．７３Ｖ）比较，以实现限流功能。
过流保护电路动作时，输出过流使输出电压下降，同时辅助绕组的电压也相应下降，当Ｖｃｃ降到ＵＶＬＯ门限电压以下时，控制器停止工作。输出电流持续下降，Ｖｃｃ电压因启动电路工作而升到启动电压，从而使电路间歇性工作。
当交流输入电压较高时，漏极电流较小，此时达到过流保护时的输出功率值将大于低压输入时的输出功率值。而加入由两个电阻和一个稳压管组成的正反馈补偿电路后（如图４所示），在交流输入电压较高时，其总输出功率变化不大。
加入正反馈补偿后，当输入交流电压较高时，辅助电源在ＯＣＰ／ＦＢ脚产生的偏置电压会降低ＭＯＳ-ＦＥＴ漏极的平均电流。这样，由于漏极电流减小，初级绕组漏感引起的反电压降低，ＭＯＳＦＥＴ两端承受的电压减小，同时也降低了电感电流。因此，加入正反馈补偿电路后，输出功率会被控制在适当的范围内，同时，次级侧元件承受的应力也不会过大。
３．３ 准谐振电路分析
图５给出了各点的波形图。图中，
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