HMC318MS8GETR小信号模型分析,如果输人信号很小,场效应管了作在饱和区时,和BJT一样,将场效应管也看成一个双口网络,栅极与源极看成入口,漏极与源极看成出口。以N沟道增强型MOs管为例,栅极电流为零,栅源之间只有电压vcs存在。设在饱和区内,可近似看成JD不随v Ds变化,工作在饱和区的漏极电流则可由式(5.1.6)得

fD=Kn(%s-h)2

=Kn(7GsQ+ugs-vt)2

=Kn[(ycsQ-yT)+tgs]2

=Ku(/csQ-/T)2+2kn(ycsQ-h)vgs+Knugs2    (5.2.7)

式中第一项为直流或静态工作点电流JDQ=Kn(yGsQ-h)2。

第二项是漏极信号电流jd=2kn(vgssQ-yr)ugs,它同vgs是线性关系。考虑到在工作点Q处有vcs=vgsQ,同时根据式(5,1.18),gm=2Kn(vgsQ-vt),因此有id=2Kn(ycsQ-/r)v gs=grnvgs       (5.2.8)

第三项与输人信号电压的平方成正比,当vi=vgs为正弦时,平方项将使输出电压产生谐波或非线性失真。我们要求上式中第三项必须远小于第二项,即

2gs<<2(7GsQ-vt)        (5.2.9)

式(5.2.9)就是线性放大器必须满足的小信号条件。

忽略式(5.2.7)中的vgs2项,可得

jD=Kn(ycsQ-h)2+2Kn(ycsQ-h)vgs

=rDQ+gmrgs=fDQ+jd           (5.2.10)

考虑到NMOs管的艺G=0,栅极一源极间的电阻很大,可看成开路,而jd=gmugs,因此,可画出图5.2.6a所示的共源极NMOs管的低频小信号模型如图5.2,6b所示。

         

图c是考虑入≠0场效管输出电阻rds为有限值时的低频小图5.2,6 共源极NMOs管的低频小信号模型(a)N沟道增强型MOS管 (b)^=0,ru=∞时的低频小信号模型

(c)大≠0,rds为有限值的低频小信号模型信号模型(图中id、tig、uds也可用相量表示)。

由于MOS管的源极与衬底相连,vbs=o,则可画出图5.2.6a的高频小信号模型如图5,2,7所示(如ybs≠0,还要考虑Cbs和Cbd)。图中Cgd,cgi,Cgb分别是栅漏电容、栅源电容和栅极一衬底间电容,Cds是漏源电容。

         

图5.2.7 图5.2,6a的高频小信号模型

例5.2.4 |电路如图5.2.4所示, 设yDD=5V,Rd=3.9 kΩ, ycs=2V。场效应管的参数为vt=1Ⅴ,Kn=0.8 mA/V2,入=0.02Ⅴ-1。 当MOs管工作于饱和区,试确定电路的小信号电压增益。

解:求静态值

rDQ≈Kn(7Gs-yT)2=0.8×(2-1)2 mA=o,8 mA

7DsQ=yDD~rDQRd=(5-0.8×3.9)Ⅴ=1.88Ⅴ

而ycs~%=1V(7Ds,说明MOS管的确工作于饱和区,满足线性放大器的电路的要求。

求FET的互导和输出电阻,由式(5.1.18)可求出

gm=2Kn(7Gs-/T)=2×0.8×(2-1)ms=1.6 ms

由式(5,1.16b)可求出输出电阻

rds=[入Kn(7Gs-%)2]ˉ1=1/0.02*0.08kΩ=62.5 kΩ

求电压增益,图5,2,4的小信号电路如图5.2.8所示。由图有

vo =-gmvgs(rds ||Rd)

故电压增益为

图5.2.8 图5.2.4的小信号等效电路

uo=-gmugs(rds‖rd)=-⒌87

          

由于场效应管的gm较低,因此与BJT放大电路相比,MOs管放大电路的电压增益也较低。上式中Ar带负号表明,若输入为正弦电压,输出电压uo与输人vi的相位相差180°。共源电路属倒相电压放大电路。

例5.2,5 电路如图5,2.2所示,MOS管的参数为%=1V,Kn=500 uA/Ⅴ2,u =0。 电路参数为/DD =5Ⅴ, -yss=-5Ⅴ, Rd=10 kΩ, R=0,5 kΩ,Rgl=150 kΩ,Rg2=47 kΩ,Rs=4 kΩ。试确定电路的电压增益、源电压增益、输人电阻和输出电阻。

解:由例5.2,2的直流分析已知JDQ=0.5 mA,7GsQ=2V,yDsQ=4.75Ⅴ.故小信号互导为gm=2Kn(yGsQ-/T)=2×0.5×(2-1)ms=1 ms

而场效应管输出电阻rds=[入Kn(ycsQ-yT)2]-1 =∞

因此可画出图5,2.2的小信号模型电路如图5.2.9所示。