前面的基本型RIAA前置放大电路设计研究表明，L6201PS作为第三级电路，唯一合乎逻辑的选择是采用阴极跟随器。这是因为，这样做可以允许与前一级作DC耦合，输入电容也较小，可解决3 180Us/ 318Us网络元件的牵扯问题及均衡误差问题。如果能容忍元件的牵扯，并能做好计算，有解决问题的办法，那么，我们在设计的选择上，就可以增加一些自由度。
    如果我们打算让整个均衡电路的输出电平，能达到与CD唱机相近的程度，那么，我们必须要提高整个均衡电路的增益。在第一级和第二级电路中，增大电子管的Ⅳ值，会带来密勒电容问题。所以，大幅提高增益的唯一实用方法是，以共阴极放大电路取代最后一级的阴极跟随器电路。可是，又立即产生两个新问题：
    ·末级电路的输入必须采用AC耦合。这样，就会在新的低频滚降频率（由耦合电容带来）的设定上，与3 180ys这个时间常数之间产生相互牵扯，令低频均衡出现误差。
    ·由于新的末级电路增益大于1，密勒电容变得相当可观，均衡网络所接的负载电容要比原来大得多，令高频均衡出现误差。
    75Us网络的摩改
    若果可行的话，网络电容使用扩展箔式聚苯乙烯电容( extended  foilpolystyrene capacitor，也称聚苯乙烯薄膜介质扩展箔电容——译注)是很合适的，因为此构造的电容具有更小的自身电感和ESR。但是，这种电容可供应的耐压规格只达63 VDC。为保证网络电容不出问题，只得将第一级与第二级之间酌耦合电容连接位置，改回按传统方法来做。

           
    此外，75Us网络处的栅漏电阻也改动了位置，使得他不再靠近第二级的栅极，而是经过RIAA网络的串联电阻后，才与第二级的栅极相连。这样，就可以消除因栅漏电阻与网络串联电阻构成分压器所带来的1.5dB损耗。就作者所知，第一个采用这种巧妙接法的，是Arthur Loesch设计的无输入变压器的MC唱头RIAA均衡电路。摩改后的75ps网络电路如图7.36所示。