HMC701LP6CE
v07.0411
8 GHz的16位小数N分频PLL
0
PLL - 小数N分频 - SMT
有了这种简化的单边带集成VCO相位噪声， Ф
2
在拉德
2
在相位检测器由下式给出
（公式9 ）
哪里
Ф
2
SSB
(
0
）是在拉德的单边带相位噪声
2
/ Hz为单位的环路带宽内，B是的3dB转角频率
闭环PLL ，n为预分频器的分频比
VCO的拉德均方根相位抖动， Ф ，从两个边带的功率之和的结果：
2
Ф =
√
2Ф
SSB
（公式10 ）
由于（ EQ 9 ）简单的积分常数只是一个产品，我们可以很容易地做到整体的数域。
例如，如果循环中的VCO的相位噪声为-100 dBc的/赫兹在10kHz偏移和环路带宽
100 kHz和分频比N = 100 ，然后在鉴相器的集成单边带相位噪声的分贝是
按给定的θ
2
dB
= 10log （ Ф
2
(
0
） Bπ / N
2
） = -100 + 50 + 5 - 40 = -85 dBrads ，或等价Ф = 10
-82/20
= 56 urads有效值或
3.2毫度RMS。
而相位噪声由分割到基准后20logn的因子减小，抖动是一个常数。
从相位噪声的均方根抖动由下式给出
T
JNP
= T
REF
Ф / 2π
在本实施例中，如果参考率为50兆赫，
T
REF
= 20毫微秒，因而
T
JPN
= 178毫微秒。
一个正常的3西格马峰 - 峰值变化的到达时间，因此会
如果合成是在分数模式下， VCO分频器的小数调制将主导抖动。确切的
在分频VCO信号的标准偏差会有所不同基于所选择的调制器，但是一个典型的调制器
将由约±3 VCO周期， ±4 VCO周期，最坏的情况下会发生变化。
如果，例如，一个公称VCO在5GHz除以100等于基准，在50兆赫，则最坏情况下的
师比由100 ± 4有所不同。因此，在到达时间的峰值变化引起的ΔΣ调制
分数频率合成器的参考值将是
（公式11 ）
在这个例子中，T
jΔΣpk
= ± 200 PS （ 104-96 ） / 2 = ±800皮秒。如果我们注意该增量的分布Σ-调制
大约是高斯，我们可以近似吨
jΔΣpk
作为一个3西格玛抖动，因此我们可以估算均方根抖动
所述ΔΣ调制器约1/3吨的
jΔΣpk
或在本例中大约266微秒。
因此，总的均方根抖动
T
j
由Δ-Σ调制加在VCO的相位噪声预期会给予
由均方根和，其中，
（公式12 ）
在本实施例中先前计算出的相位噪声的抖动贡献会在只添加0.764psec更多的抖动
的参考，因此，我们可以看到抖动的相位检测器是由分数调制支配。
总之，我们期望大约±0.8正常变化中的相位检测器的到达时间中时的纳秒
分数模式。此外，较低的VCO频率高的参考频率将有更大的变化。 ，
例如，在1 GHz VCO工作在接近36的最小标称分压比，将根据（等式
11),
展品约± 4纳秒峰值变化在鉴相器，在正常运行中。锁定检测电路必须不
混淆调制作为是失锁。
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