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LTC3826-1
应用信息
该MOSFET的功耗最大输出
电流由下式给出：
P
主
=
V
OUT
(
I
最大
)
2
(
1+
V
IN
I
最大
2
C
IN
和C
OUT
选择
C的选择
IN
被简化的由2相体系结构
和其上的RMS电流的最坏情况下的冲击拉伸
通过输入网络（电池/保险丝/电容） 。它
可以看出，电容器RMS电流的最坏情况下的
当只有一个控制器运行时。该控制器
具有最高（Ⅴ
OUT
)(I
OUT
）产物需要使用
式中的下面，以确定最大RMS
电容电流的要求。增加输出
实际上从另一个控制器的电流消耗将
降低输入RMS纹波电流从其最大值
值。异相的技术中通常会降低该
输入电容的RMS纹波电流的30％的一个因素
到70％时，相比于单相电源
的解决方案。
在连续模式中，高端MOSFET的源极电流
为方波的占空比（Ⅴ
OUT
)/(V
IN
） 。为了防止
大的瞬态电压，低ESR电容的大小为
最大RMS电流一个信道必须被使用。该
最大RMS电容器的电流由下式给出：
C
IN
需要我
RMS
≈
1/ 2
I
最大
(
V
OUT
) (
V
IN
– V
OUT
)
V
IN
)
R
DS （ ON）
+
(
V
IN
)
2
(
R
DR
)(
C
磨坊主
)
(
f
)
1
1
+
V
INTVCC
– V
THmin
V
THmin
P
SYNC
=
V
IN
– V
OUT
(
I
最大
)
2
(
1+
δ
)
R
DS （ ON）
V
IN
哪里
δ
为R的温度依赖性
DS （ ON）
和
R
DR
（约2Ω ）为有效驱动电阻
在MOSFET的米勒门限电压。 V
THmin
为
典型MOSFET的最小阈值电压。
两个MOSFET有我
2
损失，而上部N沟道
公式包含一个附加的术语转换损耗，
这是最高的，在高输入电压。对于V
IN
< 20V
大电流EF网络效率普遍提高较大
的MOSFET ，而对于V
IN
> 20V的转换损耗迅速
增加的点，使用了更高的R
DS （ ON）
设备
低
磨坊主
实际上提供了更高的EF网络效率。该
同步MOSFET的损耗是最大的，在高输入
电压时的顶开关占空因数低或中
短路时，同步开关是关闭时
于周期的100％。
术语（1+
δ)
在MOSFET的一般定
归一化的R形
DS （ ON）
与温度的曲线，但
δ
= 0.005 / ℃，可以作为一种近似为低
电压的MOSFET 。
可选的肖特基二极管D3，D4在图14中所示
中的导通之间的死区时间进行
这两个功率MOSFET。这防止的体二极管
从开启，在存储电荷的底部MOSFET
死区时间和要求的反向恢复期间那
可在英法fi效率高V售价高达3 ％
IN
. A 1A
以3A肖特基通常是一个很好的妥协为
操作由于相对小的平均区域
电流。更大的二极管产生额外的损失转型
由于其较大的结电容。
该式具有最大值在V
IN
= 2V
OUT
，在那里我
RMS
= I
OUT
/ 2 。这个简单的最坏情况是常见的
用于设计，因为即使是显着的偏差不
提供多少援助。需要注意的是电容制造商的纹波
额定电流往往是基于只有两千小时的寿命。
这使得它建议进一步减免的电容，或
选择额定温度高于电容器
所需。多个电容器可以并联，以满足
在设计尺寸和高度的要求。由于高
在LTC3826-1的工作频率，陶瓷电容
也可使用对C
IN
。请务必咨询制造商
如果有任何问题。
在LTC3826-1 2相操作的好处科幻t可
通过使用上面的等式用于计算高
功率控制器，然后计算所述损失会
导致如果两个控制器通道开启时
在同一时间。总RMS功率失去了较低时，
两个控制器都运行由于减小的重叠
通过输入电容器的ESR所需的电流脉冲。
38261fb
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