IR3637ASPbF
为无条件稳定对任何一个通用的解决方案
型的输出电容，在很宽的范围内的ESR值
我们应该实施以补偿局部反馈
化网络。在通常用于补偿网络
为电压模式控制装置示于图10 。
Z
IN
C
10
R
8
R
6
Fb
R
5
增益（ dB）的
F
P1
= 0
F
P2
=
F
P3
=
2π×R
7
×
F
Z1
=
1
2π×R
8
×C
10
1
V
OUT
R
7
C
12
C
11
Z
f
(
C
12
×C
11
C
12
+C
11
)
1
2π×R
7
×C
12
1
2π×R
7
×C
11
1
1
F
Z2
= 2π×C
10
×(R
6
+ R
8
)
2π×C
10
×R
6
交叉频率：
V
IN
1
F
O
= R
7
×C
10
×
×
V
OSC
2π×Lo×Co
其中：
V
IN
=最大输入电压
V
OSC
=振荡器斜坡电压
罗=输出电感
合作=总输出电容器
E / A
COMP
Ve
V
REF
---(15)
H（多个）分贝
F
Z
1
F
Z
2
F
P
2
F
P
3
频率
图10 - 补偿网络的地方
反馈意见及其渐近增益曲线。
在这样的结构中，传递函数由下式给出：
1 -
g
m
Z
f
V
e
=
V
OUT
1 +
g
m
Z
IN
误差放大器的增益是独立的transcon-的
在下述条件下导度：
稳定性要求将通过将满足
补偿网络的根据极点和零点
到以下的设计规则。代价已
满足条件采取（ 14 ）关于transconduc-
导误差放大器。
1 ）选择分频点：
FO < F
ESR
和FO
≤
(1/10 ~ 1/6)× f
S
2 ）选择R
7
，所以是R
7
＆ GT ;＆ GT ;
2
g
m
g
m
Z
f
>> 1
和
g
m
Z
IN
>>1
---(14)
通过更换
IN
和Z
f
根据图7中，反
原函数可以表示为：
H（S ） =
1
×
sR
6
(C
12
+C
11
)
[
(1+sR
7
C
11
)×[1+sC
10
(R
6
+R
8
)]
C
12
×C
11
1+sR
7
×(1+sR
8
C
10
)
C
12
+C
11
3 ） LC的谐振频率极点之前，将先零。
F
Z1
75% F
LC
1
C
11
=
2π
×
F
Z1
×
R
7
4）将第三极在开关频率的一半。
f
S
F
P3
=
2
1
C
12
=
2π
×
R
7
×
F
P3
C
12
> 50pF的
如果不是，更换R
7
选择。
5 ）将
7
在（15）和计算
10
:
(
)]
众所周知，跨导放大器具有高阻抗
ANCE （电流源）输出，因此，应考虑
装载E / A输出时服用。它可能超过其
源/汇的输出电流能力，从而使扩增
费里将不能够摆动它的输出电压通过
必要的范围内。
补偿网络有三个极点和两个零点，
活性氧和它们表示如下：
C
10
≤
V
OSC
2π
×
Lo
×
Fo
×
Co
×
V
IN
R
7
10
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