的Quick-PWM降压型控制器，带有电感
饱和保护和动态输出电压
MAX1992/MAX1993
双脉冲十分恼人但无害， result-
荷兰国际集团在没有什么比增大输出纹波。
然而，它可以指示环路的可能存在
不稳定性是由于ESR不足。可以循环不稳定
导致线路或负载振荡后在输出端
步骤。这种振荡通常会被衰减，但可
导致输出电压上升高于或低于
容限。
检查稳定性的最简单的方法是应用
快速的零到满负载瞬变，并仔细
观察输出电压纹波的包络过
冲和振铃。它可以帮助您同时监视
电感电流与交流电流探头。别
允许振铃超过一个周期的初始后
阶跃响应下/过冲。
选择低侧MOSFET （N
L
）具有最低
可能的导通电阻（R
DS （ ON）
） ，采用的是中度
大包（即8引脚SO ， DPAK或D
2
PAK ） ，并且是
价格合理。确保MAX1992 / MAX1993
DL栅极驱动器能提供足够的电流，以支持
栅极电荷和注入寄生电流
漏极 - 栅极电容引起的高侧MOSFET
打开;否则，交叉传导问题都可以
发生。开关损耗是不是一个问题，对于低侧
因为MOSFET是一个零电压开关设备时，
在降压拓扑结构中使用。
功率MOSFET的功耗
最坏情况下的导通损耗发生在占空比
极端。对于高边MOSFET （N
H
）中，最差
情况下的功耗，由于电阻发生在
最小输入电压：
V
2
PD （N
H
再sistive ）
=
OUT
(
I
负载
)
R
DS （ ON）
V
IN
一般情况下，使用一个小的高边MOSFET ，以降低
开关在高输入电压的损失。然而，该
R
DS （ ON）
由于封装功率耗散要求的范围内
而不能使限额往往限制了MOSFET即可。
最佳效率发生切换时
损耗等于传导（R
DS （ ON）
）的损失。高
侧开关损耗不会成为一个问题，直到
输入电压大于15V时。
计算在高侧的功率耗散
的MOSFET （N
H
）由于开关损耗是困难的，因为
它必须允许的，影响难以量化因子
ENCE的导通和关断时间。这些因素
包括内部栅极电阻，栅极电荷，
阈值电压，源极电感和印刷电路板
布局特点。下面的开关损耗校准 -
culation只提供了非常粗略的估计，没有
代替面包板评估，最好includ-
利用装在为N的热电偶来进行验证
H
:
PD （N
H
输入电容的选择
输入电容必须满足纹波电流
要求（我
RMS
）征收开关电流：
V
OUT
(
V
IN
V
OUT
)
I
RMS
=
I
负载
V
IN
对于大多数应用， nontantalum化学（ ceram-
集成电路，铝，或OSCON ）是优选的，因为它们
抗电时的浪涌电流的典型系的
统与串联机械开关或连接器
与输入。如果MAX1992 / MAX1993进行操作
作为一个两级功率转换的第二阶段
系统，钽输入电容是可以接受的。在
无论是配置，选择一个电容有更低
低于10℃的温度上升在RMS输入电流
最佳的可靠性和使用寿命。
功率MOSFET选择
下面的大多数MOSFET指引重点
获得高负载电流能力的挑战
在使用高电压（ >20V ） AC适配器。低电流
房租应用程序通常需要较少的关注。
高边MOSFET （N
H
）必须能够耗散
电阻损耗和在二者中的开关损耗
V
IN（分钟）
和V
IN （MAX）
。理想情况下，该损失在V
IN（分钟）
应大致相等的损失在V
IN （MAX）
与
在两者之间较低的损耗。如果损失在V
IN（分钟）
是
显著较高，考虑增加N的大小
H
.
相反，如果损失在V
IN （MAX）
有显著
高，考虑减少N的大小
H
。如果V
IN
是否
不变化在大范围内，最高的效率是
通过选择高侧MOSFET （N实现
H
）表示
具有传导损耗等于开关损耗。
(
V
IN （MAX）
)
切换）
=
2
C
RSS
f
SW
I
负载
I
门
其中C
RSS
是N的反向传输电容
H
,
我
门
是峰值栅极驱动源出/吸入电流
（典型值为1A ） 。
开关损耗中的高侧MOSFET可以成为
热问题时，最大AC适配器电压
被施加时，由于平方项在switching-
流失方程（C x垂直
IN
2 X F
SW
).
30
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