NCP3170
t
秋天
+
Q
GD
I
G2
+
Q
GD
V
CL
*
V
TH
R
HSPD
)
R
G
（当量27）
I
RMS_LS
+
I
OUT
(1
*
D )
1
)
ra
2
12
（ EQ 。 32 ）
IG2
Q
GD
R
G
R
HSPD
t
秋天
V
CL
V
TH
=输出从低侧栅极电流
DRIVE
= MOSFET栅漏栅极电荷
= MOSFET栅极电阻
=驱动器下拉电阻
= MOSFET下降时间
=钳位电压
= MOSFET的栅极阈值电压
D
I
OUT
I
RMS_LS
ra
=
=
=
=
占空比
负载电流
RMS电流在低侧
纹波电流比
体二极管的损耗可以近似为：
P
体
+
V
FD
I
OUT
F
SW
NOL
LH
)
NOL
HL
（ EQ 。 33 ）
接着， MOSFET输出电容造成损失的
由两个高侧和低侧MOSFET的，但
仅在高侧MOSFET消散。
P
DS
+
1
2
C
OSS
V
IN 2
F
SW
（当量28）
F
SW
I
OUT
NOL
HL
NOLLH
P
体
V
FD
C
OSS
F
SW
P
DS
V
IN
=
=
=
=
MOSFET的输出电容在0V
开关频率
MOSFET的漏极到源极电荷损失
输入电压
最后，由于在反向恢复时间的损失
体二极管在低侧MOSFET如下所示：
P
RR
+
Q
RR
V
IN
F
SW
（ EQ 。 29 ）
=开关频率
=负载电流
=高侧之间的死区时间
MOSFET的关断和低侧
MOSFET导通，一般为30纳秒
=低侧MOSFET之间的死区时间
关闭和高侧MOSFET
打开，一般为30纳秒
=低侧MOSFET的体二极管损耗
=体二极管的正向电压降通常
0.92 V
补偿网络
F
SW
P
RR
Q
RR
V
IN
=开关频率
=高侧MOSFET的反向恢复
损失
=反向恢复电荷
=输入电压
低边MOSFET导通变成小负
电压使开关损耗可以忽略不计。低侧
MOSFET的功耗仅由传导
由于与R亏损
DS （ ON）
和在非重叠的体二极管损耗
周期。
P
D_LS
+
P
COND
)
P
体
（ EQ 。 30 ）
P
体
P
COND
P
D_LS
=低边MOSFET的体二极管损耗
=低边MOSFET的导通损耗
=低侧MOSFET的损失
在低侧MOSFET的导通损耗被描述为
如下所示：
P
COND
+
I
RMS_LS
2
要创建一个稳定的电源，补偿网络
周围的跨导放大器，必须在使用
与PWM发生器和输出级相结合。
由于功率级设计标准的设置
应用程序，补偿网络必须纠正
整体输出，以确保稳定。的NCP3170是一个电流
模式调节器，因此存在一个电压回路和
一个电流回路。电流环引起的电感，以充当
等构成的电流源，其管辖的大部分
电流模式控制的特性。输出电感器
和功率级的电容器构成一个双极但
由于电感器被视为一个电流源关闭
环，它成为一个单极系统。由于反馈
环路控制电感电流，它是有效的象
具有电流源供给的电容器;因此，
极是由负载和输出电容控制。一
表中的补偿值500 kHz至1 MHz的是
下面有两个22提供
mF
陶瓷电容。该表
还提供了在定义CompCalc电阻值
工作点。
R
DS （ ON） _LS
（ EQ 。 31 ）
I
RMS_LS
= RMS电流偏低
R
DS （ ON） _LS
=低侧MOSFET的电阻
P
COND
=高侧MOSFET的导通损耗
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