NTD25P03L
功率MOSFET开关
交换行为是最容易建模和预测
由认识到功率MOSFET是充电
控制。各种开关间隔的长度（申）
由如何快速FET输入电容可确定
从发电机通过电流进行充电。
已发布的电容数据是难以用于
计算的上升和下降，因为漏 - 栅电容
变化很大随施加电压。因此，门
电荷数据被使用。在大多数情况下，令人满意的估计
平均输入电流（I
G（ AV ）
）可以由一个作
驱动电路，使得基本的分析
T = Q / I
G（ AV ）
在上升和下降时间间隔切换时，
阻性负载，V
GS
实际上保持恒定的水平
被誉为高原电压，V
SGP
。因此，上升和下降
时间可近似由下：
t
r
= Q
2
个R
G
/(V
GG
V
普遍优惠制
)
t
f
= Q
2
个R
G
/V
普遍优惠制
哪里
V
GG
=栅极驱动电压，其中从0变到V
GG
R
G
=栅极驱动电阻
和Q
2
和V
普遍优惠制
从栅极电荷曲线读取。
在导通和关断延迟时间，栅极电流是
不是恒定的。最简单的计算使用合适的
在一个标准方程用于从所述电容值曲线
电压的变化的RC网络。该方程为：
t
D（上）
= R
G
C
国际空间站
在[V
GG
/(V
GG
V
普遍优惠制
)]
t
D（关闭）
= R
G
C
国际空间站
在（V
GG
/V
普遍优惠制
)
2200
2000
C，电容（pF ）
1800
1600
1400
1200
1000
800
600
400
200
0
V
DS
= 0 V
V
GS
= 0 V
的电容（C
国际空间站
）从电容曲线上读出在
对应于关断状态的条件时的电压
计算牛逼
D（上）
和读出在对应于一个电压
导通状态时，计算吨
D（关闭）
.
在高开关速度，寄生电路元件
复杂的分析。 MOSFET的电感
源引，内包装，在电路布线
这是通用的漏极和栅极的电流路径，
产生一个电压，在这减小了栅极驱动器的源
电流。该电压由Ldi上/ dt的测定，但由于di / dt的
是漏极电流的函数，在数学溶液
复杂的。 MOSFET的输出电容也
复杂的数学。最后， MOSFET的
有限的内部栅极电阻，有效地增加了
所述驱动源的电阻，但内阻
难以测量，因此，没有被指定。
电阻开关时间变化与门
电阻（图9）显示了如何典型开关
性能由寄生电路元件的影响。如果
寄生效应不存在时，曲线的斜率将
保持统一的值，而不管开关速度。
用于获得所述数据的电路被构造以最小化
在漏极和栅极电路环路共同电感和
被认为是很容易达到的板装
组件。大多数电力电子负载是感性的;该
图中的数据是使用电阻性负载，其
近似的最佳冷落感性负载。动力
的MOSFET可以安全运行成一个感性负载;
然而，不压井作业减少了开关损耗。
C
国际空间站
T
J
= 25°C
C
RSS
C
国际空间站
C
OSS
C
RSS
25
10
5
0
5
10
15
20
V
GS
V
DS
栅极 - 源极或漏极至源极
电压（伏）
图7.电容变化
http://onsemi.com
4
NTD25P03L
V
GS
，栅极至源极电压（伏）
10
8
6
4
2
0
Q
3
0
2.5
5
7.5
10
Q
1
Q
2
V
GS
V
DS
30
25
20
15
10
I
D
=
25
A
T
J
= 25°C
12.5
15
5
0
V
DS
，漏极至源极电压（伏）
1000
Q
T
T， TIME （ NS ）
100
V
DD
=
15
V
I
D
=
25
A
V
GS
=
5.0
V
T
J
= 25°C
t
r
t
f
t
D（关闭）
10
t
D（上）
1
1
10
R
G
，栅极电阻（ W）
100
Q
g
，总栅极电荷（ NC）
图8.栅极 - 源极和
漏极至源极电压与总充电
图9.电阻开关时间变化
与栅极电阻
漏极至源极二极管特性
的MOSFET的体二极管的开关特性
在系统中非常重要的使用它作为一个续流或
整流二极管。特别令人感兴趣的是在反向
其中在起主要作用的恢复特性
确定开关损耗，辐射噪声， EMI和RFI 。
系统的开关损耗主要是由于性质
体二极管本身。体二极管是少数载流子
设备，因此，它具有有限的反向恢复时间t
rr
由于
对少数载流子电荷Q的存储
RR
，如图
图14.典型的反向恢复波形正是这种
存储的电荷，从所述二极管被清除时，通过
通过一个电位，并限定了能量损失。显然，
多次强迫通过反向恢复二极管
进一步增加了开关损耗。因此，一会
像短T二极管
rr
和低Q
RR
规格
尽量减少这些损失。
二极管的反向恢复的突然影响
辐射噪声，尖峰电压和电流的量
响。在工作机制是有限的不可移动
电路的寄生电感和电容作用于其
25
I
S
，源电流（安培）
V
GS
= 0 V
T
J
= 25°C
高di / DTS 。吨时二极管的负的di / dt
a
直接
由设备清除所存储的电荷来控制。
然而，叔在正面的di / dt
b
是一种不可控的
二极管特性，并且通常是诱导的罪魁祸首
电流振荡。因此，比较二极管时，该
吨的比例
b
/t
a
作为恢复的一个很好的指标
突然性，从而给出了一个估计的比较
可能产生的噪声。的1的比率被认为是理想的，并
值小于0.5被认为是活泼的。
相较于安森美半导体标准单元密度
低电压的MOSFET ，高细胞密度的MOSFET二极管
为更快（更短吨
rr
） ，有较少的存储电荷和柔软
的反向恢复特性。的柔软性优势
在高细胞密度二极管装置，它们可以通过被强制
反向恢复在较高的di / dt大于一个标准信元
在不增加电流振荡或MOSFET的二极管
产生的噪声。另外，功率耗散所产生
从开关二极管将不太由于较短
恢复时间和更低的开关损耗。
20
15
10
5
0
0
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1
V
SD
，源极到漏极电压（伏）
1.1
图10.二极管的正向电压与电流
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5
NTD25P03L
功率MOSFET开关
交换行为是最容易建模和预测
由认识到功率MOSFET是充电
控制。各种开关间隔的长度（申）
由如何快速FET输入电容可确定
从发电机通过电流进行充电。
已发布的电容数据是难以用于
计算的上升和下降，因为漏 - 栅电容
变化很大随施加电压。因此，门
电荷数据被使用。在大多数情况下，令人满意的估计
平均输入电流（I
G（ AV ）
）可以由一个作
驱动电路，使得基本的分析
T = Q / I
G（ AV ）
在上升和下降时间间隔切换时，
阻性负载，V
GS
实际上保持恒定的水平
被誉为高原电压，V
SGP
。因此，上升和下降
时间可近似由下：
t
r
= Q
2
个R
G
/(V
GG
V
普遍优惠制
)
t
f
= Q
2
个R
G
/V
普遍优惠制
哪里
V
GG
=栅极驱动电压，其中从0变到V
GG
R
G
=栅极驱动电阻
和Q
2
和V
普遍优惠制
从栅极电荷曲线读取。
在导通和关断延迟时间，栅极电流是
不是恒定的。最简单的计算使用合适的
在一个标准方程用于从所述电容值曲线
电压的变化的RC网络。该方程为：
t
D（上）
= R
G
C
国际空间站
在[V
GG
/(V
GG
V
普遍优惠制
)]
t
D（关闭）
= R
G
C
国际空间站
在（V
GG
/V
普遍优惠制
)
2200
2000
C，电容（pF ）
1800
1600
1400
1200
1000
800
600
400
200
0
V
DS
= 0 V
V
GS
= 0 V
的电容（C
国际空间站
）从电容曲线上读出在
对应于关断状态的条件时的电压
计算牛逼
D（上）
和读出在对应于一个电压
导通状态时，计算吨
D（关闭）
.
在高开关速度，寄生电路元件
复杂的分析。 MOSFET的电感
源引，内包装，在电路布线
这是通用的漏极和栅极的电流路径，
产生一个电压，在这减小了栅极驱动器的源
电流。该电压由Ldi上/ dt的测定，但由于di / dt的
是漏极电流的函数，在数学溶液
复杂的。 MOSFET的输出电容也
复杂的数学。最后， MOSFET的
有限的内部栅极电阻，有效地增加了
所述驱动源的电阻，但内阻
难以测量，因此，没有被指定。
电阻开关时间变化与门
电阻（图9）显示了如何典型开关
性能由寄生电路元件的影响。如果
寄生效应不存在时，曲线的斜率将
保持统一的值，而不管开关速度。
用于获得所述数据的电路被构造以最小化
在漏极和栅极电路环路共同电感和
被认为是很容易达到的板装
组件。大多数电力电子负载是感性的;该
图中的数据是使用电阻性负载，其
近似的最佳冷落感性负载。动力
的MOSFET可以安全运行成一个感性负载;
然而，不压井作业减少了开关损耗。
C
国际空间站
T
J
= 25°C
C
RSS
C
国际空间站
C
OSS
C
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25
10
5
0
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V
GS
V
DS
栅极 - 源极或漏极至源极
电压（伏）
图7.电容变化
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Q
T
8
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DS
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Q
2
15
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Q
3
0
2.5
5
7.5
10
12.5
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Q
g
，总栅极电荷（ NC）
I
D
= 25 A
T
J
= 25°C
5
0
30
V
DS
，漏极至源极电压（伏）
V
GS
，栅极至源极电压（伏）
1000
V
DD
= 15 V
I
D
= 25 A
V
GS
= 5.0 V
T
J
= 25°C
T， TIME （ NS ）
100
t
f
t
D（关闭）
10
t
D（上）
t
r
0
1
1
10
R
G
，栅极电阻（ W）
100
图8.栅极 - 源极和
漏极至源极电压与总充电
图9.电阻开关时间变化
与栅极电阻
漏极至源极二极管特性
的MOSFET的体二极管的开关特性
在系统中非常重要的使用它作为一个续流或
整流二极管。特别令人感兴趣的是在反向
其中在起主要作用的恢复特性
确定开关损耗，辐射噪声， EMI和RFI 。
系统的开关损耗主要是由于性质
体二极管本身。体二极管是少数载流子
设备，因此，它具有有限的反向恢复时间t
rr
由于
对少数载流子电荷Q的存储
RR
，如图
图14.典型的反向恢复波形正是这种
存储的电荷，从所述二极管被清除时，通过
通过一个电位，并限定了能量损失。显然，
多次强迫通过反向恢复二极管
进一步增加了开关损耗。因此，一会
像短T二极管
rr
和低Q
RR
规格
尽量减少这些损失。
二极管的反向恢复的突然影响
辐射噪声，尖峰电压和电流的量
响。在工作机制是有限的不可移动
电路的寄生电感和电容作用于其
25
I
S
，源电流（安培）
V
GS
= 0 V
T
J
= 25°C
高di / DTS 。吨时二极管的负的di / dt
a
直接
由设备清除所存储的电荷来控制。
然而，叔在正面的di / dt
b
是一种不可控的
二极管特性，并且通常是诱导的罪魁祸首
电流振荡。因此，比较二极管时，该
吨的比例
b
/t
a
作为恢复的一个很好的指标
突然性，从而给出了一个估计的比较
可能产生的噪声。的1的比率被认为是理想的，并
值小于0.5被认为是活泼的。
相较于安森美半导体标准单元密度
低电压的MOSFET ，高细胞密度的MOSFET二极管
为更快（更短吨
rr
） ，有较少的存储电荷和柔软
的反向恢复特性。的柔软性优势
在高细胞密度二极管装置，它们可以通过被强制
反向恢复在较高的di / dt大于一个标准信元
在不增加电流振荡或MOSFET的二极管
产生的噪声。另外，功率耗散所产生
从开关二极管将不太由于较短
恢复时间和更低的开关损耗。
20
15
10
5
0
0
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1
V
SD
，源极到漏极电压（伏）
1.1
图10.二极管的正向电压与电流
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5
NTD25P03L
功率MOSFET开关
交换行为是最容易建模和预测
由认识到功率MOSFET是充电
控制。各种开关间隔的长度（申）
由如何快速FET输入电容可确定
从发电机通过电流进行充电。
已发布的电容数据是难以用于
计算的上升和下降，因为漏 - 栅电容
变化很大随施加电压。因此，门
电荷数据被使用。在大多数情况下，令人满意的估计
平均输入电流（I
G（ AV ）
）可以由一个作
驱动电路，使得基本的分析
T = Q / I
G（ AV ）
在上升和下降时间间隔切换时，
阻性负载，V
GS
实际上保持恒定的水平
被誉为高原电压，V
SGP
。因此，上升和下降
时间可近似由下：
t
r
= Q
2
个R
G
/(V
GG
V
普遍优惠制
)
t
f
= Q
2
个R
G
/V
普遍优惠制
哪里
V
GG
=栅极驱动电压，其中从0变到V
GG
R
G
=栅极驱动电阻
和Q
2
和V
普遍优惠制
从栅极电荷曲线读取。
在导通和关断延迟时间，栅极电流是
不是恒定的。最简单的计算使用合适的
在一个标准方程用于从所述电容值曲线
电压的变化的RC网络。该方程为：
t
D（上）
= R
G
C
国际空间站
在[V
GG
/(V
GG
V
普遍优惠制
)]
t
D（关闭）
= R
G
C
国际空间站
在（V
GG
/V
普遍优惠制
)
2200
2000
C，电容（pF ）
1800
1600
1400
1200
1000
800
600
400
200
0
V
DS
= 0 V
V
GS
= 0 V
的电容（C
国际空间站
）从电容曲线上读出在
对应于关断状态的条件时的电压
计算牛逼
D（上）
和读出在对应于一个电压
导通状态时，计算吨
D（关闭）
.
在高开关速度，寄生电路元件
复杂的分析。 MOSFET的电感
源引，内包装，在电路布线
这是通用的漏极和栅极的电流路径，
产生一个电压，在这减小了栅极驱动器的源
电流。该电压由Ldi上/ dt的测定，但由于di / dt的
是漏极电流的函数，在数学溶液
复杂的。 MOSFET的输出电容也
复杂的数学。最后， MOSFET的
有限的内部栅极电阻，有效地增加了
所述驱动源的电阻，但内阻
难以测量，因此，没有被指定。
电阻开关时间变化与门
电阻（图9）显示了如何典型开关
性能由寄生电路元件的影响。如果
寄生效应不存在时，曲线的斜率将
保持统一的值，而不管开关速度。
用于获得所述数据的电路被构造以最小化
在漏极和栅极电路环路共同电感和
被认为是很容易达到的板装
组件。大多数电力电子负载是感性的;该
图中的数据是使用电阻性负载，其
近似的最佳冷落感性负载。动力
的MOSFET可以安全运行成一个感性负载;
然而，不压井作业减少了开关损耗。
C
国际空间站
T
J
= 25°C
C
RSS
C
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C
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10
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栅极 - 源极或漏极至源极
电压（伏）
图7.电容变化
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Q
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0
2.5
5
7.5
10
12.5
15
Q
g
，总栅极电荷（ NC）
I
D
= 25 A
T
J
= 25°C
5
0
30
V
DS
，漏极至源极电压（伏）
V
GS
，栅极至源极电压（伏）
1000
V
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= 15 V
I
D
= 25 A
V
GS
= 5.0 V
T
J
= 25°C
T， TIME （ NS ）
100
t
f
t
D（关闭）
10
t
D（上）
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0
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G
，栅极电阻（ W）
100
图8.栅极 - 源极和
漏极至源极电压与总充电
图9.电阻开关时间变化
与栅极电阻
漏极至源极二极管特性
的MOSFET的体二极管的开关特性
在系统中非常重要的使用它作为一个续流或
整流二极管。特别令人感兴趣的是在反向
其中在起主要作用的恢复特性
确定开关损耗，辐射噪声， EMI和RFI 。
系统的开关损耗主要是由于性质
体二极管本身。体二极管是少数载流子
设备，因此，它具有有限的反向恢复时间t
rr
由于
对少数载流子电荷Q的存储
RR
，如图
图14.典型的反向恢复波形正是这种
存储的电荷，从所述二极管被清除时，通过
通过一个电位，并限定了能量损失。显然，
多次强迫通过反向恢复二极管
进一步增加了开关损耗。因此，一会
像短T二极管
rr
和低Q
RR
规格
尽量减少这些损失。
二极管的反向恢复的突然影响
辐射噪声，尖峰电压和电流的量
响。在工作机制是有限的不可移动
电路的寄生电感和电容作用于其
25
I
S
，源电流（安培）
V
GS
= 0 V
T
J
= 25°C
高di / DTS 。吨时二极管的负的di / dt
a
直接
由设备清除所存储的电荷来控制。
然而，叔在正面的di / dt
b
是一种不可控的
二极管特性，并且通常是诱导的罪魁祸首
电流振荡。因此，比较二极管时，该
吨的比例
b
/t
a
作为恢复的一个很好的指标
突然性，从而给出了一个估计的比较
可能产生的噪声。的1的比率被认为是理想的，并
值小于0.5被认为是活泼的。
相较于安森美半导体标准单元密度
低电压的MOSFET ，高细胞密度的MOSFET二极管
为更快（更短吨
rr
） ，有较少的存储电荷和柔软
的反向恢复特性。的柔软性优势
在高细胞密度二极管装置，它们可以通过被强制
反向恢复在较高的di / dt大于一个标准信元
在不增加电流振荡或MOSFET的二极管
产生的噪声。另外，功率耗散所产生
从开关二极管将不太由于较短
恢复时间和更低的开关损耗。
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0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1
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，源极到漏极电压（伏）
1.1
图10.二极管的正向电压与电流
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