FL103 - 初级端调节PWM控制器，用于LED照明
2012年5月
FL103
初级端调节PWM控制器
LED照明
特点
低待机功耗： <为30mW
高压启动
很少的外部组件数
恒定电压（ CV）和恒流（ CC ）
控制，无需次级反馈电路
绿色模式：线性降低PWM频率
固定PWM频率为50kHz时为33KHz ，并与
跳频解决EMI问题
峰值电流模式控制在CV模式
逐周期电流限制
V
DD
过电压保护（ OVP ）
V
DD
欠压锁定（UVLO ）
可调欠压检测器
门输出最大电压钳位在15V
热关断（ TSD ）保护
提供8引脚SOIC封装
应用电压范围： 80V
AC
~ 308V
AC
描述
这种第三代初级侧调节（ PSR ）
和高度集成的PWM控制器提供的功能
以提高LED照明的性能。
专有的拓扑结构， TRUECURRENT ，使
精确的恒流调节和LED简化电路
照明应用。其结果是成本较低和
较小的LED照明比传统设计
或线性变压器。
为了最大限度地减少待机状态下的功耗，该
专有的绿色模式功能，提供关断时间
调制，线性下降下的PWM频率
轻负载条件下。绿色模式辅助电源
供应在满足节能要求。
通过使用FL103 ，
很少实施
最小化成本。
LED照明可
外部元件和
应用
LED照明
电池充电器为移动电话，无绳电话
手机， PDA，数码相机，电动工具
图1 。
8引脚SOIC
订购信息
产品型号
FL103M
操作
温度范围
-40°C至+ 125°C
顶标
FL103
包
8引脚小外形封装（ SOIC - 8 ）
填料
法
磁带&卷轴
2012仙童半导体公司
FL103 版本1.0.1
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FL103 - 初级端调节PWM控制器，用于LED照明
应用框图
图2中。
典型用途
框图
HV
8
+
-
28V
TSD
V
DD
AUTO
恢复
S
R
Q
软
司机
2门
V
DD
3
16V
/
7.5V
+
-
OSC
V
RESET
马克斯。税
+
-
0.8V
LEB
PEAK
探测器
1 CS
...
图案
发电机
EAI
-
+
坡
赔偿金
EAV
X
2.5V
T
DIS
T
S
V
RESET
保护：
OVP （过电压保护）
UVLO （欠压锁定）
TSD （热关断保护）
+
-
2.5V
采样
&持有人
5 VS
6
GND
网络连接gure 3 。
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内部框图
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标识信息
ZXYTT
FL103
TPM
F:
飞兆半导体的标志
Z：工厂代码
X： 1位数年份代码
Y： 1位周码
TT ： 2位数模运行代码
T：封装类型（M = SOP ）
P： Y =绿色包装
M：制造流程守则
图4中。
顶标
引脚配置
图5中。
引脚配置
引脚德网络nitions
针＃
1
2
名字
CS
门
描述
电流检测。
该引脚连接一个电流检测电阻器来检测MOSFET电流
在CV模式下峰值电流模式控制，并提供输出电流调节
CC模式。
PWM信号输出。
该引脚使用内部图腾柱输出驱动器来驱动功率
MOSFET。据内部钳位低于15V 。
电源。
集成电路的工作电流和MOSFET的驱动电流可以通过此供给
引脚。该引脚被连接到外部V
DD
电容器通常10μF的。门槛
电压启动和关断的16V和7.5V分别。工作电流
比5毫安低。
无连接。
该引脚连接到GND或无连接。不连接任何
电压源。
电压检测。
该引脚检测基于所述输出电压的信息和放电时间
在辅助绕组电压。
地
无连接
高电压。
该引脚连接到直流母线电容器高压启动。该引脚
连接到典型地为100kΩ的外部启动电阻。
3
V
DD
4
5
6
7
8
NC
VS
GND
NC
HV
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3
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绝对最大额定值
应力超过绝对最大额定值可能会损坏设备。该设备可能不能正常运行或
操作上面推荐的工作条件，并强调部分这些级别是不推荐的。
此外，过度暴露在高于推荐的工作条件下，会影响器件的可靠性。
绝对最大额定值仅为应力额定值。
符号
V
HV
V
VDD
V
VS
V
CS
P
D
θ
JA
θ
JC
T
J
T
英镑
T
L
ESD
(2)
参数
HV引脚输入电压
直流电源电压
(1)
分钟。
马克斯。
500
30
单位
V
V
V
V
mW
° C / W
° C / W
°C
°C
°C
VS引脚输入电压
CS引脚输入电压
功耗
(T
A
<50°C)
热阻（结到空气）
热阻（结到外壳）
结温
存储温度范围
焊接温度（波峰焊或IR ， 10秒）
人体模型（除HV引脚）
JEDEC-JESD22_A114
带电器件模型（除HV引脚）
JEDEC-ESD22_C101
-0.3
-0.3
7.0
7.0
660
+150
39
-40
-55
+150
+150
+260
4.50
静电放电能力
kV
1.25
注意：
1.所有电压值，除了差分电压，给出相对于GND管脚。
2.所有引脚： HBM = 1500V ， CDM = 750V 。
推荐工作条件
推荐的操作条件表德网络网元设备的实际运行情况。推荐
工作条件规定，以确保最佳性能达到数据表规格。飞兆半导体不
建议超过或设计，以绝对最大额定值。
符号
V
DD
T
A
参数
持续工作电压
工作环境温度
分钟。
-40
典型值。
马克斯。
25
+125
单位
V
°C
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电气特性
除非另有规定ED ，V
DD
= 15V和T
A
=25°C.
符号
V
DD
部分
V
DD -ON
V
DD -OFF
I
DD -OP
I
DD- GREEN
V
DD- OVP
t
D- VDDOVP
V
HV -MIN
I
HV
I
HV -LC
参数
导通阈值电压
关断阈值电压
工作电流
绿色模式工作电源电流
V
DD
过电压保护水平
V
DD
OVP去抖时间
在HV引脚最低启动电压
电源电流从HV引脚拉
启动后，漏电流
条件
分钟。
15
7.0
典型值。
16
7.5
3.2
0.95
马克斯。
17
8.0
5.0
1.20
29
350
50
单位
V
V
mA
mA
V
s
V
mA
A
27
90
28
200
高电压（ HV ）第
V
DL
=100V
HV=500V,
V
DD
=V
DD -OFF
+1V
47
±1.5
1.5
2.0
0.5
5.0
3.0
振荡器部分
正常
频率
中心频率
跳频范围
中心频率
＆ GT ; V
O
* 0.5
50
±2.0
33
±1.3
1.05
1.28
300
7
V
DD
=10~25V
T
A
= -40 ° C至+ 105°C
1.25
1.50
450
12
1
1.55
1.75
600
17
2
15
V
V
Hz
千赫
%
%
53
±2.5
千赫
f
OSC
保护
＆ LT ; V
O
* 0.5
(3)
频跳频范围
频率跳跃点
最小频率空载
最小频率CCM
频率变化与V
DD
偏差
频率变化与温度的关系
偏差
参考电压误差抗菌肽
在EAV绿色模式启动电压
绿色模式上EAV结束电压
自适应偏置电压主宰
V
COMV
IC偏置电流
掉电检测电流
最低VS电流
(3)
最大电流VS
(3)
正常工作
最低
放电时间保护区
(3)
(3)
(3)
V
F-JUM-53
V
F-JUM-35
f
OSC -N -MIN
f
OSC -CM -MIN
f
DV
f
DT
50kHz
为33KHz ， VS
33kHz
50kHz的， VS
电压检测（V
S
）部分
V
R
V
N
V
G
V
BIAS - COMV
I
tc
I
VS- BO
I
VS -MIN
I
VS -MAX
t
DIS_MIN
2.475
f
OSC
=2kHz
f
OSC
=1kHz
R
VS
=20k
7.3
90V
AC
，重载
264V
AC
，空载
f
OSC
=50kHz
f
OSC
=33kHz
2.0
2.500
2.5
0.5
1.4
10.0
175
227
721
0.65
2.6
4.0
12.7
2.525
V
V
V
V
A
A
A
A
s
续下页...
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5
AN-9741
应用说明
原边调节的原理
图2示出了反激式变换器的典型波形。
一般情况下，非连续导通模式（ DCM ）
操作是优选的，因为它的初级侧调节
可以更好的输出调节。初级侧的关键
调节是如何获得的输出电压和电流
信息不直接检测的。一旦这些
值所得的值的控制，可通过实现
常规的反馈补偿方法。
第一阶段
I
PK
第二阶段
第三阶段
第一阶段
从峰值到零线性地减小。在结束时
t
DIS
中，所有存储在电感中的能量已交付
到输出端。
第三阶段
当二极管电流为零，变压器
辅助绕组的电压（V
A
）开始由振荡
初级侧电感器之间的谐振（长
m
）及
MOSFET的输出电容。
设计步骤
在本节中，一个设计方法，用所提出的
示意在图3中作为参考。
V
O
V
ON
恒压
手术
A
恒流
手术
B
f
S
=为33KHz
UVLO
C防护
I
O
I
DS
N
N
f
S
= 50kHz的
P
S
I
PK
×
0.5*V
ON
I
O
= I
F_AVG
I
F
O
V
F
×
N
A
N
S
I
ON
图3. CV和CC作业区
V
O
×
V
A
N
A
N
S
[ STEP- 1 ]估算效率
图3示出了恒定电压（CV）和恒
电流（ CC）的操作区域。为了优化功率级
设计中，效率与输入功率应
对于工作点A（额定输出电压指定
和电流） ，乙额定输出电压的（50％ ）和C
（最小输出电压）。
1.
估计的总体效率（η）为工作点
A， B和C ：整体电源转换效率
应估计来计算输入功率。如果
没有可参考的数据是可用的，设η = 0.7 0.75为
低电压输出的应用程序和η = 0.8 0.85
用于高电压输出的应用。
估计初级侧效率（η
P
）和
二次侧效率（η
S
）的工作点A，
B和C.图4示出的主体 - 的定义
侧和次级侧的效率，其中所述
初级侧的效率是用于从电力传递
AC线输入到变压器的初级侧，而
二次侧效率为动力传递
从变压器的初级侧的电源
电源输出。
t
ON
t
DIS
t
S
PSR反激式转换器图2.关键波形
DCM中的回扫转换器的工作原理是：
第一阶段
在上一次的MOSFET （T
ON
） ，输入电压（V
DL
）是
在初级侧电感器施加（长
m
） 。然后
MOSFET的电流（I
DS
）线性增加，从零到
峰值（我
PK
） 。在此期间，能量被从绘制
输入和存储在电感中。
第二阶段
当MOSFET截止时，能量存储在
电感器强制整流二极管（D
F
）打开。中
二极管导通时间（t
DIS
），输出电压（V
O
),
加上二极管正向压降（V
F
） ，被施加
在次级侧电感器和二极管电流（I
F
)
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修订版1.0.0 11年6月27日
2
2.
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AN-9741
应用说明
变压器的初级侧的电感可以被计算为：
L
m
=
(
V
DL
@
B
民
×
t
ON
@
B
)
2
×
f
S
2
×
P
IN
_
T
@
B
(26)
最大峰 - 漏极电流可以在得到
额定输出条件为：
I
DS
PK
=
2
×
P
IN
_
T
L
m
×
f
S
(27)
MOSFET的导通时间的标称输出
条件被获得为：
t
ON
=
I
DS
PK
×
L
m
V
DL
民
(28)
图7. V
DD
和绕组电压
匝的变压器初级的最小数目
侧，以避免铁芯的饱和度由下式给出：
[步骤4 ]设计变压器
图8示出的MOSFET的导通时间的定义
(t
ON
） ，二极管导通时间（t
DIS
） ，以及非导通时间
(t
关闭
） 。 MOSFET的导通时间和二极管的总和
导通时间在标称输出电压的50％
得到：
N
P
民
L
×
I
=
米DS
B
SAT
×
A
e
PK
(29)
其中A
e
是在米芯的横截面面积
2
和
B
SAT
是在特斯拉的饱和磁通密度。
图9示出了铁氧体磁芯的典型特征
从TDK （ PC40 ） 。由于饱和磁通密度（B
SAT
)
随着温度上升，高温
特征，应考虑在一充电器
封闭的情况下。如果没有基准数据，可以使用
B
SAT
=0.25~0.3T.
一旦所获得的匝数比，则确定合适的
对于N的整数
S
以使得到的N-
P
比N大
PMIN
从方程（29）获得。
t
ON
@
B
+
t
DIS
@
B
民
V
DL
@
B
N
S
=
t
ON
@
B
1
+
×
N
P
0.5
×
V
O
+
V
F
(24)
在变压器设计的第一步是确定多少
非导通时间（t
关闭
）被允许在DCM模式。
一旦吨
关闭
被确定时，通过考虑频率
引起的频率变化的跳频和其自身的
公差，在MOSFET的导通时间被获得为：
t
ON
@
B
1
t
关闭
@
B
f
S
=
民
V
DL
@
B
N
S
1
+
×
N
P
0.5
×
V
O
+
V
F
(25)
I
DS
t
ON
I
F
t
DIS
t
S
t
关闭
t
图的t 8.定义
ON
, t
DIS
和叔
关闭
铁氧体磁芯（ TDK / PC40 ）图9.典型BH曲线
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修订版1.0.0 11年6月27日
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