tcjc476m010r0100若adc为交织型，则两个或两个以上具有固定时钟相位差关系的adc用来同步采样输入信号，并产生组合输出信号，使得采样带宽为单个adc带宽的数倍。利用m个adc可让有效采样速率增加m倍。为简便起见并易于理解，我们重点考察两个adc的情况。这种情况下，如果两个adc的每一个采样速率均为fs且呈交织型，则最终采样速率为2× fs。这两个adc必须具有确定的时钟相位差关系，才能正确交织。时钟相位关系由等式1给出，其中：n是某个特定的adc，m是adc总数。

两个adc采样速率均为100 msps且呈交织型，因此采样速率为200 msps。可用来推导出两个adc的时钟相位关系，如等式2和等式3。

增加采样速率能够为这些应用提供更多的带宽，而且频率规划更轻松，还能降低通常在adc输入端使用抗混叠滤波器时带来的复杂性和成本。面对这些优势，大家一定想知道需要为此付出什么代价。就像大多数事情一样，天下没有免费的午餐。交织型adc具有更高的带宽和其他有用的优势，但在处理交织型adc时也会带来一些挑战。

在交织组合adc时存在一些挑战，还有一些注意事项。由于与交织型adc相关的缺陷，输出频谱中会出现杂散。这些缺陷基本上是两个正在交织的adc之间不匹配。输出频谱中的杂散导致的基本不匹配有四种。包括失调不匹配、增益不匹配、时序不匹配和带宽不匹配。其中最容易理解的可能是两个adc之间的失调不匹配。每个adc都会有一个相关的直流失调值。当两个adc交织并在两个adc之间来回交替采样时，每个连续采样的直流失调会发生变化。图4举例说明了每个adc如何具有自己的直流失调，以及交织输出如何有效地在这两个直流失调值之间来回切换。输出以fs/2的速率在这些失调值之间切换，将导致位于fs/2的输出频谱中产生杂散。由于不匹配本身没有频率分量，并且仅为直流，因此出现在输出频谱中的杂散频率仅取决于采样频率，并将始终出现在fs/2频率下。杂散的幅度取决于adc之间失调不匹配的幅度。不匹配值越大，杂散值就越大。为了尽可能减少失调不匹配导致的杂散，不需要完全消除每个adc中的直流失调。这样做会滤除信号中的所有直流成分，不适合使用零中频(zif)架构的系统，该架构信号成分复杂，dc量实际是有用信号。相反，更合适的技术是让其中一个adc的失调与另一个adc匹配。选择一个adc的失调作为基准，另一个adc的失调设置为尽可能接近的值。失调值的匹配度越高，在fs/2产生的杂散就越低。

最后一个不匹配可能最难理解和处理：带宽不匹配。带宽不匹配具有增益和相位/频率分量。这使得解决带宽不匹配问题变得更为困难，因为它含有另外两个不匹配参数的分量。然而，在带宽不匹配中，我们可在不同的频率下看到不同增益值。此外，带宽具有时序分量，使不同频率下的信号通过每个转换器时具有不同的延迟。出色的电路设计和布局布线实践是减少adc间带宽失配的最好方法。adc之间的匹配越好，则产生的杂散就越少。正如增益和时序不匹配会导致在输出频谱的fs/2 ± fin处产生杂散一样，带宽不匹配也会在相同频率处产生杂散。

交织adc时引起问题的四种不同的不匹配，可以发现有一个共性。四个不匹配中有三个会在输出频谱的fs/2 ± fin处产生杂散。失调不匹配杂散很容易识别，因为只有它位于fs/2处，并可轻松地进行补偿。增益、时序和带宽不匹配都会在输出频谱的fs/2 ± fin处产生杂散；因此，随之而来的问题是：如何确定它们各自的影响。以简单的图形方式指导如何从交织型adc的不同不匹配中识别杂散来源。

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