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TPS650240 ， TPS650241
,
TPS650242 ， TPS650243
TPS650244 ， TPS650245
SLVS774A - 2007年6月 - 修订2007年12月
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在PWM操作的转换器使用的输入独特的快速响应电压模式控制器方案
电压前馈，以达到良好的线路和负载调节，允许使用小型陶瓷输入和输出
电容器。在由时钟信号启动的每个时钟周期开始时，P沟道MOSFET开关是
导通，电感电流斜坡上升，直至比较器触发和控制逻辑关断开关。
电流限制比较器也可关闭开关的情况下，P沟道开关电流限制
超标。后所使用的自适应死区时间，以避免贯通电流，所述N沟道MOSFET的整流
导通，电感电流逐渐下降。在下一个周期由时钟信号再次断开启动
N沟道整流器和转动P沟道开关上。
三个DC / DC变换器进行操作彼此同步，与VDCDC1变换器作为主站。一
在VDCDC1开关转和VDCDC2 ，以及90 °相移的VDCDC3之间180 °的相移
在开关导通减小输入电流有效值和更小的输入电容器都可以使用。这是一个优化的
典型的应用程序，其中的VDCDC1器调节3.7V的锂离子电池的电压为3.3V时， VDCDC2
转换器从3.7V到2.5V的VDCDC3转换器从3.7V到1.5V 。
节电模式运行
当负载电流减小时，转换器进入省电模式运行。在省电模式
转换器工作在突发模式（ PFM模式）以1.125MHz和2.25MHz的之间的频率为1脉冲串
周期。然而，不同的脉冲串周期之间的频率取决于实际的负载电流，并且通常
远低于开关频率，以最小的静态电流来维持高效率。
为了在轻负载时，以优化转换器效率的平均电流进行监测，如果在PWM模式
电感电流保持低于某一阈值，则省电模式进入。典型的门槛
进入省电模式，可以计算如下：
I
PFMDCDC1enter
+
VINDCDC 1
24
W
I
PFMDCDC2enter
+
VINDCDC 2
26
W
I
PFMDCDC3leave
+
VINDCDC 3
39
W
(1)
在省电模式下的输出电压与比较器和最大跳过决口宽度监控。
当输出电压下降到低于阈值时，设置为标称V
O
， P沟道开关导通和
转换器有效地提供了一个恒定的电流，定义如下。
I
PFMDCDC1leave
+
VINDCDC 1
18
W
I
PFMDCDC2leave
+
VINDCDC 2
20
W
I
PFMDCDC3enter
+
VINDCDC 3
29
W
(2)
如果负载是输送电流以下，则输出电压上升，直到同一阈值时，在
其它方向。所有的开关活动停止，减少到最小的静态电流，直到输出电压
再次下降到低于阈值。省电模式退出，并且该转换器将返回到PWM模式
如果满足下列条件：
1.输出电压低于标称V 2 ％
O
由于增加的负载电流
2. PFM突发时间超过16
×
1 / FS （ 7.1μs典型值）
这些控制方法降低静态电流每转换器通常14μA和开关活动
最小从而实现最高转换效率。设定比较器的阈值在标称
输出电压在光以非常低的输出电压纹波负载电流的结果。脉动依赖于
比较器的延迟和输出电容的大小;增加的电容值，使输出纹波趋向
到零。节电模式可以通过将MODE引脚拉高被禁用。这将迫使所有的DC / DC转换器到
固定频率PWM模式。
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2007 ，德州仪器
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