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LTC4006
应用S我FOR ATIO
表4
最大
平均电流（ A）
1
1
2
2
3
3
4
4
输入
电压（V）的
≤
20
＆ GT ; 20
≤
20
＆ GT ; 20
≤
20
＆ GT ; 20
≤
20
＆ GT ; 20
最小电感
值（ μH ）
40
±20%
56
±20%
20
±20%
30
±20%
15
±20%
20
±20%
10
±20%
15
±20%
充电器开关电源MOSFET
和二极管的选择
两个外部功率MOSFET必须选择使用
与充电器：一个P沟道MOSFET的顶部（主）
开关和一个N沟道MOSFET的底部（同步
异步的）开关。
的峰对峰的栅极驱动电平内部设置。这
电压一般为6V 。因此，逻辑电平阈值
MOSFET必须被使用。密切关注BV
DSS
特定网络阳离子为MOSFET的为好;许多逻辑的
电平MOSFET被限制在30V以下。
对功率MOSFET的选择标准包括“ON”的
电阻R
DS （ ON）
，总栅极电容Q
G
，反
传输电容C
RSS
，输入电压和最大
输出电流。该充电器在连续工作
在中到高的电流模式，这样的工作循环
顶部和底部的MOSFET是由下式给出：
主开关管的占空比= V
OUT
/V
IN
同步开关的占空比= （V
IN
– V
OUT
)/V
IN
.
该MOSFET的功耗最大输出
电流由下式给出：
段Pmain = V
OUT
/V
IN
(I
2MAX
)(1 +
δΔT ）R
DS （ ON）
+ K （V
2IN
)(I
最大
)(C
RSS
)(f
OSC
)
PSYNC = （V
IN
– V
OUT
)/V
IN
(I
2MAX
)(1 +
δΔT ）R
DS （ ON）
哪里
δ
为R的温度依赖性
DS （ ON）
和K
是一个常数成反比关系的栅极驱动电流。
两个MOSFET有我
2
损失而段Pmain公式
包括一个附加项为过渡损失，这是
14
U
最高，在高输入电压。对于V
IN
< 20V高
电流效率具有较大的MOSFET普遍提高，
而对于V
IN
> 20V的转换损耗快速增加
给点，使用了更高的R
DS （ ON）
器件
LOWER
RSS
实际上提供了更高的效率。该同步
异步的MOSFET的损耗是最大的，在高输入电压
年龄或短路期间，当占空比在此
开关是接近100％。术语（1+
δT)
一般是
在归一化R的形式给出了一个MOSFET的
DS （ ON）
vs
温度曲线，但
δ
= 0.005 / ℃，可作为一个
近似低电压的MOSFET 。
RSS
通常
在MOSFET的特性规定;如果不是，则C
RSS
可以用C来计算
RSS
= Q
GD
/V
DS
。恒
K = 2可以被用来估计两个的贡献
条款中的主开关损耗公式。
如果充电器处于低压差模式或与操作
高占空比大于85％ ，然后在上部
P沟道效率通常可以提高具有较大的
MOSFET。采用不对称的MOSFET可以实现成本
储蓄或EF网络效率收益。
肖特基二极管D1 ，在典型应用如图
背页上，在之间的死区时间进行
两个功率MOSFET的导通。这可以防止
下面的MOSFET的从导通的体二极管和
在死区时间存储电荷，这可能成本
就像在效率1％。为1A肖特基一般是一
由于相对较小的尺寸很好的4A稳压器
平均电流。较大的二极管可以导致额外的
转换损耗，由于其较大的结电容。
二极管也可以省略，如果效率损失可
耐受性。
计算IC功率耗散
该LTC4006的功耗取决于
顶部和底部的MOSFET的栅极电荷（Q
G1
和
Q
G2
分别） 。栅极电荷从所确定的
制造商提供的数据资料，并依赖于两个
栅极电压摆幅和的漏极电压摆幅
MOSFET。使用6V的栅极电压摆幅和V
DCIN
为
漏极电压摆幅。
P
D
= V
DCIN
(f
OSC
(Q
G1
+ Q
G2
) + I
DCIN
)
4006fa
W
U U
