IR3623MPbF
取消LC滤波器的一极，将
零LC滤波器的谐振频率极点之前：
F
z
=
75
%
F
LC
F
z
=
0
.
75
*
1
2
π
L
o
*
C
o
- - - -(20)
Z
IN
C
10
R
8
V
OUT
R
7
R
6
Fb
R
5
C
12
C
11
Z
f
使用等式（18）和（20 ）来计算C 9 。
1
C
9
=
2
π
*
R
4
*
F
z
E / A
COMP
Ve
还有一个电容器的有时加
用C平行
9
和R
4
。这里主要介绍多一个
极主要用于压制
开关噪声。
附加极点由下式给出：
F
P
=
1
C
*
C
2
π
*
R
4
*
9极
C
9
+
C
极
增益（ dB）的
V
REF
H（多个）分贝
F
Z
1
F
Z
2
F
P
2
F
P
3
频率
极设置为二分之一的开关频率的
这导致电容器C
极
:
C
极
1
=
1
π
* R
4
*
F
s
π
*
R
4
*
F
s
C
9
F
s
2
1
图。 20 ：补偿网络与本地
反馈和它的渐近增益曲线
如已知的，跨导放大器具有高
阻抗（电流源）的输出，因此
考虑装载E / A时，应采取
输出。它可能会超过它的源/漏极输出
电流能力，从而使该放大器将不
能够摆动它的输出电压通过
必要的范围内。
补偿网络有三个极点和
两个零和它们表示如下：
F
P1
=
0
F
P 2
=
F
P 3
=
1
2
π
*
R
8
*
C
10
1
1
C
*
C
2
π
*
R
7
*
C
12
2
π
*
R
7
11 12
C
+
C
11
12
1
2
π
*
R
7
*
C
11
1
1
2
π
*
C
10
* (
R
6
+
R
8
)
2
π
*
C
10
*
R
6
适用于F
P
<<
为无条件稳定的通用解决方案
对于任何类型的输出电容，在很宽的范围
ESR值，我们应该执行地方
反馈与补偿网络（ TYPEIII ） 。
在通常用于补偿网络
电压模式控制装置示于图20 。
在这样的结构中，传递函数是
由下式给出：
V
e
1
g
m
Z
f
=
V
o
1
+
g
m
Z
IN
误差放大器的增益是独立的
在下述条件下跨导：
F
z1
=
F
z 2
=
g
m
* Z
f
＆ GT ;＆ GT ;
1和克
m
* Z
in
＆ GT ;＆ GT ;
1
- - - -(21)
通过更换
in
和Z
f
根据图15 ，在
变压器函数可以表示为：
H
(
s
)
=
(
1
+
sR
7
C
11
) *
[
1
+
sC
10
(
R
6
+
R
8
)
]
1
*
sR
6
(
C
11
+
C
12
)
C
11
*
C
12
1
+
sR
7
C
+
C
* (
1
+
sR
8
C
10
)
11
12
跨越频率被表示为：
F
o
=
R
7
*
C
10
*
V
in
1
*
V
OSC
2
π
*
L
o
*
C
o
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