TPS5450
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SLVS757 - 2007年3月
哪里
V
INMIN
=最小输入电压
I
OMAX
=最大负载电流
V
D
=续流二极管的正向电压。
R
L
=输出电感的串联电阻。
该公式假设导通电阻为内部高侧FET最大。
下限被按时其可以高达200纳秒约束的最小可控。该
近似的最小输出电压对于给定的输入电压和最小负载电流由下式给出：
V
outmin
+
0.12
V
INMAX
*
I
OMIN
0.110
)
V
D
*
I
OMIN
R
L
*
V
D
(14)
哪里
V
INMAX
=最大输入电压
I
OMIN
=最小负载电流
V
D
=续流二极管的正向电压。
R
L
=输出电感的串联电阻。
该公式假定标称电阻的高侧FET和占最坏情况的变化
工作频率设定点。任何设计邻近该装置的操作限制操作应
经过仔细检查，以确保适当的功能。
内部补偿网络
在示例电路给出的设计公式可被用于产生使用TPS5450电路。这些
设计是基于一定的假设和将倾向于总是在有限的范围内选择输出电容
的ESR值。如果一个不同类型的电容器是期望的，它可能会以适合一个内部补偿
在TPS5450的。
式（15）
给内部电压模式III型的标称频率响应
补偿网络：
s
s
1
)
1
)
2P FZ1
2P FZ2
H（ S）
+
s
s
s
s
1
)
1
)
1
)
2P FP0
2P FP1
2P FP2
2P FP3
(15)
哪里
FP0 = 2165赫兹， FZ1 = 2170赫兹， FZ2 = 2590赫兹
FP1 = 24 kHz时， FP2 = 54 kHz时， FP3 = 440千赫
FP3表示非理想的寄生效应。
随着所希望的输出电压通过使用这些信息，前馈增益和输出滤波器的特性，
闭环传递函数可以推导。
热计算
下面的公式显示了如何估计在连续导通模式下，器件的功耗
操作。如果该设备工作在轻负载时，在不连续导通模式下，它们不应该被使用。
导通损耗：
PCON = I
OUT2
个R
DS （ ON）
X V
OUT
/V
IN
开关损耗：
PSW = V
IN
X我
OUT
x 0.01
静态电流损耗：
PQ = V
IN
x 0.01
总损失：
P合计= PCON + PSW + PQ
鉴于牛逼
A
= >估计结温：
T
J
= T
A
+ Rth的X P合计
鉴于牛逼
JMAX
= 125°C = >预计最高环境温度：
T
AMAX
= T
JMAX
- Rth的X P合计
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