AD8315
拦截不需要对应一个物理可实现
对数放大器的信号范围内的一部分。因此，所指定的
截距为-70的dBV ，在0.1千兆赫，而最小的输入
精确测量（ 1 + 1 dB的误差，见表2） ，在此
频率较高，为约-58的dBV 。在2.5 GHz时，
1分贝错误点转移到-64的dBV 。的这种定位
拦截是故意的，并确保V
SET
电压是内
特定的DAC的输出不能摆动的功能，
低于200毫伏。图32示出的100MHz的响应
AD8315 ;纵轴不代表输出（在脚
VAPC ），但在电源控制针， VSET所需的值，
为null的控制回路。
1.5
1.416V @ -11dBV
在用于测量应用的装置，该电流
然后将被转换为等效的电压，以提供
登录（V
IN
然而，在等式1中示出）功能，在设计
的AD8315不同之处在于它的输出标准的做法
需要一个低噪声的控制电压为RF功率放大器
不是直接测量的输入电平。此外，它是高度
希望该电压成比例的时间积分
实际的输入电压V之间的误差
IN
和直流电压V
SET
（施加到引脚3 ， VSET ），它定义了给定值，也就是一个
目标值的功率电平，通常是由DAC产生。
这是通过将之和之间的差值达到
的检测器输出端（仍然在当前的形式），并在内部
产生的电流正比于V
SET
到单面，
电流模式信号。这，反过来，将转换为电压（在
针4 ， FLTR ，所述低通滤波器的电容器的节点），以提供一
近似于之间的误差的精确整合
目前电源在终止在AD8315的输入
和设定点电压。最后，将电压开发跨
以地为参考滤波电容C
FLT
由缓冲
的低电压增益特别低噪声放大器（ × 1.35）和
用作控制电压呈现在引脚7 （ VAPC ）
射频功率放大器。这个缓冲区可提供轨到轨摆幅
并且可以驱动大量负载电流，包括大
电容器。注意，RF功率放大器被假定具有
正斜率与RF功率与单调增加的
增加的APC控制电压。
V
SET
PE
=
24
m
V/
1.0
0.5
0.288V @ -58dBV
–70dBV
理想
0
100V
1mV
–80dBV
–60dBV
–67dBm
–47dBm
01520-032
10mV
–40dBV
–27dBm
V
IN
，的dBV
IN
, P
IN
SL
O
dB
实际
100mV
–20dBV
–7dBm
1V （ RMS ）
0dBV
+ 13dBm的（ RE 50Ω ）
控制回路动态
要了解AD8315的行为在一个完整的控制
环，用于在所述积分电容器的电流的表达式
随着输入电压V的函数
IN
与给定电压V
SET
必须
被开发（参见图33）。
V
SET
3
V
SET
设定
接口
I
SET
= V
SET
/4.15k
图32.基本校正的AD8315在0.1 GHz的
控制器模式对数放大器
在AD8315结合了所需的两个关键功能
测量和在适度的功率电平的控制
宽的动态范围。首先，它提供了所需的放大
在一个链4的放大器/限幅器响应小信号
细胞（参见图31） ，每个具有10dB的小信号增益
和大约3.5千兆赫的带宽。在输出
每个放大器级是一个全波整流器，实质上是一个
该RF信号的电压转换为一个平方律检波器单元
具有平均值，该值与增加电流波动
信号电平。另一种被动的检测阶段前加入
第一阶段。这五个探测器是由10分贝分开，跨越
大约50 dB的动态范围。它们的输出分别成为
形式的差动电流，使得求和的简单
问题。这是很容易证明的总结输出可密切
近似的对数函数。在整体精度
这个总范围的极端，认为是从偏差
理想的对数响应，即，日志一致性误差，
可通过参照图6 ，其示出了错误判断
整个中央40分贝适中。其他性能
曲线示出了如何符合理想的对数函数
随电源电压，温度和频率。
RFIN
1
V
IN
对数
RF检测
子系统
FLTR
I
DET
I
ERR
4
C
FLT
×1.35
VAPC
7
01520-033
I
DET
= I
SLP
登录
10
(V
IN
/V
Z
)
在AD8315图33.行为模型
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