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AD8311
一些从PA的输出功率是使用耦合关
双频定向耦合器（村田部件号
LDC15D190A0007A ） 。这具有的耦合系数
大约19分贝的GSM频段和14分贝的DCS
并分别0.38分贝和0.45分贝，插入损耗。
因为PF08107B发送的最大功率电平
+35 dBm的GSM和+32 dBm的用于DCS ，附加
该耦合信号之前，需要20dB的衰减
施加于AD8311 。这导致峰值输入电平到
-4 dBm的系统（GSM）和-2 AD8311 dBm的（DCS） 。而
AD8311给出的输入电平高达2 dBm的线性响应，
性能高温度稳定在最大PA
输出功率的最大输入电平应限于
约-2 dBm的（参见图5和图7）。这不，
然而，减小电路的灵敏度在低端。
操作电压设定值，取值范围为250 mV到1.4 V，
施加于AD8311的VSET引脚。这通常是
由DAC提供的。在AD8311的VAPC输出驱动电平
直接功率放大器的控制引脚。 V
APC
到达
大约2.5 V在2.7 V电源电压，而最大值
提供所需的电平控制输入3毫安
PA 。这是绰绰有余行使的增益控制
范围内的扩音。
在初始化过程中在发送序列和完成，
V
APC
应在其至少300 mV的电平通过保持举行
V
SET
低于150毫伏。
在本实施例中，V
SET
由8位DAC ，其具有供给
输出范围从0 V至2.55 V或每比特10毫伏。这台
V的控制分辨率
SET
0.4分贝/位（0.04分贝/ mV的时间
10毫伏） 。如果需要更高的分辨率， DAC的输出电压
可以用两个电阻进行调整，如图所示。这种转换
2.55 V DAC的最大电压降至1.6 V和增加
控制分辨率到0.25分贝/位。
滤波电容（C
FLT
）必须被用于稳定的循环。该
选项C的
FLT
取决于在很大程度上对增益控制
电源放大器呃，这东西是经常动态
不良特征，所以一些试验和错误可能是
有必要的。
在这个例子中，一个150 pF的电容被用来与一个1.5KΩ的串联
电阻器也包括在内。这增加了一个零到控制回路和
增加相位裕度，这有助于使步
的电路，当功率放大器的输出功率是更稳定的响应
低和PA的功率控制函数的斜率是
最陡的。
较小的滤波电容可以用于通过插入一个系列
VAPC和PA的控制输入端之间的电阻。一系列
电阻器的工作原理与PA的输入阻抗，以创建一个
电阻分压，从而降低了环路增益。的大小
电阻分压比取决于可用的输出摆幅
V
APC
和对PA所要求的控制电压。
这种技术还可以用来限制该控制电压在
情况下， PA的不能提供的功率电平
通过VAPC要求。过驱动部分的控制输入端的
功率放大器造成失真加剧。但是应当指出的是，
如果控制回路打开（即，V
APC
进到它的最大
在努力来平衡循环值）的静态电流
在AD8311有所增加，特别是在电源电压
大于3V。
图32示出了V之间的关系
SET
和输出
功率（P
OUT
）在0.9千兆赫。的总增益控制功能是
线性的，以dB为超过40分贝的动态范围。请注意，对于
V
SET
低于300毫伏的电压，输出功率急剧变陡
为V
APC
下降到其最低300 mV的水平。
40
–40°C
30
+85°C
2
3
输出功率（dBm ）
20
1
10
–40°C
+25°C
+85°C
0
0
–1
–10
+25°C
–2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1.4
设定点电压（ V）
图32. P
OUT
与V
SET
在0.9千兆赫的双模式手机
功率放大器的应用;
-40°C ， + 25 ° C和+ 85°C
上电及断电
该AD8311可以通过拉动供应被完全禁用
对地电压。对VSET的电压应低于保留
150毫伏在上电和断电，以防止任何
不需要的瞬态上VAPC 。
输入耦合选择
在AD8311和低内部5 pF的电容耦合
2.14频率输入阻抗kΩ的给高通输入
的约16 MHz的拐角频率。这台
最小工作频率。图33 ，图34 ，和
图35显示了三个选项的输入耦合。宽带
电阻匹配可以通过连接一个分流来实现
接地电阻在RFIN （图33） 。这52.3 Ω电阻
（其它值也可以被用来选择不同的整体输入
阻抗）结合的输入阻抗
AD8311 ，得到50 Ω宽带输入阻抗。而
输入电阻和电容（C
IN
和R
IN
）的
AD8311从设备而异大约± 20 ％ ，为
以及在同一装置中在一个频率范围的
（图14） ，外部分流电阻装置的主导地位
在整体输入阻抗的变化是靠近
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