双路， 180°异相， 1.4MHz的， 750毫安步骤 -
降压稳压器，带有POR和RSI / PFO
MAX1970/MAX1971/MAX1972
控制器可以响应，输出进一步偏离，
取决于电感器和输出电容器
值。在很短的时间（见
典型工作
特征） ，
该控制器响应通过调节
输出电压返回到其标称状态。 CON组
控制器响应时间取决于闭环
带宽。具有更高的带宽，响应时间
速度更快，从而防止了输出功率从偏离进一
疗法从调节值。
零频率对输出电容的ESR为：
fz
ESR
=
1
2π
×
C
OUT
×
ESR
薪酬设计
内部跨导误差放大器，用于
补偿的控制回路。连接一个串联电阻
和COMP和GND之间的电容，以形成一pole-
零点对。外部电感器，内置高边
MOSFET ，输出电容，补偿电阻和
补偿电容决定了环路的稳定性。
所述电感器和输出电容器是基于所选择
关于性能，尺寸和成本。此外，的COM
补偿电阻器和电容器被选择为了优化
迈兹控制环路的稳定性。的元件值
在典型的应用电路示出（图3 ，图4，
和5） ，得到稳定的运行在宽范围的
输入 - 输出电压。
该控制器采用电流模式控制方案，该方案
通过迫使所需的调节输出电压
电流通过外部电感。电压
整个内部高边MOSFET的导通电阻
(R
DS （ ON）
）用于检测电感电流。当前
模式控制消除了由于在所述双极
电感器和输出电容器，其具有大的相位
的转变，需要更详细的误差放大器的COM
补偿。简单类型1的补偿单
补偿电阻（R
C
）和补偿电容
器（C
C
）是所有这一切都需要有一个稳定的和高
带宽循环。
基本的稳压环路由电源调制器，
的输出反馈分频器，和一个误差放大器。该
功率调节器有直流增益由GMC的X R SET
负载
,
一个极点和零点对由R设定
负载
时，输出
电容（C
OUT
） ，以及它的ESR 。下面是方程
定义的功率调制器：
G
MOD
=
GMC
×
R
负载
极点频率为调制器是：
1
fp
MOD
=
2π
×
C
OUT
×
(
R
负载
+
ESR
)
在那里，R
负载
= V
OUT
/I
输出（最大）
和GMC = 2μS 。该
反馈分频器有G的增益
FB
= V
FB
/V
OUT
，其中，
V
FB
等于1.2V 。跨导误差放大器
费里有一个直流增益，G
EA（直流）
，为60dB 。主极点
由补偿电容，C设置
C
时，输出
误差放大器的电阻（R
OEA
） ， 20MΩ ，并且
补偿电阻，R
C
。零是由R设定
C
和C
C
.
极点频率由跨导扩增设置
费里输出电阻和补偿电阻和
电容：
fp
EA
=
1
2π
×
C
C
×
R
OEA
零频率补偿电容设置
和电阻为：
fz
EA
=
1
2π
×
C
C
×
R
C
为了获得最佳的稳定性和响应特性，该
闭环单位增益频率必须高得多
比调制器极点频率。此外，该
闭环单位增益频率应该是近似
三方共同为50kHz 。在单位增益频环路增益公式
昆西则是：
V
G
EA
(
fc
)
×
G
MOD
(
fc
)
×
FB
=
1
V
O
其中g
EA （FC）
=克
EA
R
C
和G
MOD （ FC）
= gmc的
R
负载
fp
MOD
/
fc
，其中gm
EA
= 50μs的，R
C
可以
计算公式如下：
R
C
=
V
O
gm
EA
×
V
FB
×
G
MOD
(
fc
)
由R所形成的误差放大器补偿为零
C
和C
C
被设置在所述调制器的极点频率在马克西
最大负载。
C
的计算方法如下：
C
C
=
V
OUT
×
C
OUT
R
C
×
I
OUT
(
最大
)
18
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