LTC3828
应用S我FOR ATIO
同步开关的占空比
=
V
IN
– V
OUT
V
IN
该MOSFET的功耗最大输出
电流由下式给出：
V
2
P
主
=
OUT
(
I
最大
) (
1
+
δ
)
R
DS （ ON）
+
V
IN
(
V
IN
)
2
I
最大
(
R
DR
)(
C
磨坊主
)
2
1
1
+
V
(
f
)
INTVCC
– V
THmin
V
THmin
P
SYNC
=
V
IN
– V
OUT
I
最大
V
IN
( ) (
1
+
δ
)
R
DS （ ON）
2
哪里
δ
为R的温度依赖性
DS （ ON）
和
R
DR
（约2Ω ）为有效驱动电阻
在MOSFET的米勒门限电压。 V
THmin
为
典型MOSFET的最小阈值电压。
两个MOSFET有我
2
损失，而上部N沟道
公式包含一个附加的术语转换损耗，
这是最高的，在高输入电压。对于V
IN
< 12V的
大电流EF网络效率普遍提高较大
的MOSFET ，而对于V
IN
≥
12V的转换损耗迅速
增加的点，使用了更高的R
DS （ ON）
设备
低
磨坊主
实际上提供了更高的效率。该
同步MOSFET的损耗是最大的，在高输入
电压时的顶开关占空因数低，或在一
短路时，同步开关是接近
100％的时期。
术语（1 + δ ）通常用于在窗体的MOSFET定
归一化的R
DS （ ON）
与温度的曲线，但
δ
= 0.005 / ℃，可以作为一种近似为低
电压的MOSFET 。
肖特基二极管D1在图1所示过程中进行
两电的传导之间的死区时间
的MOSFET。这防止了底部的体二极管
从死区时开启，存储电荷MOSFET
时间和需要的反向恢复期间，可以
高V的成本效益
IN
。为1A至3A肖特基一般
一个很好的妥协操作由于这两个地区
U
相对较小的平均电流。更大的二极管导致
由于其较大的路口额外的转换损耗
电容。
C
IN
和C
OUT
选择
C的选择
IN
由多相架构设计师用手工简化
tecture和其上的RMS电流的最坏情况下的冲击
通过输入网络（电池/保险丝/电容）绘制。
它可以表明， RMS电流最坏的情况下发生
当只有一个控制器运行。与控制器
最高（Ⅴ
OUT
)(I
OUT
）产品需要在使用
下面的公式来确定RMS电流的最大值
要求。增加输出电流，从抽
另外的相位控制器，实际上会降低
输入RMS纹波电流从该最大值
（参见图3）。异相的技术中通常重新
duces输入电容的RMS纹波电流通过一个因子
的30 ％70％时相比单相功率
电源解决方案。
输入电容值和ESR的评价都的类型
需要在selec-要考虑效率的影响
化的过程。所选择的电容值应
苏夫网络cient储存足够电量来维持高峰
电池电流下降。 20μF至40μF通常是苏夫网络cient
一个25W输出电源在260kHz工作。的ESR
该电容器是电容器的功率耗散重要
以及整体的电池EF网络效率。所有的权力（ RMS
纹波电流 ESR ） ，不仅加热了电容，但
浪费功率从电池。
中压（ 20V至35V ）的陶瓷电容，钽电容， OS- CON
和转接器额定电解电容器可以用作
输入电容，但各有弊端：陶瓷电压
系数是很高的，并且可以具有可听piezoelec-
TRIC影响;钽需要浪涌级; OS- CON外
从较高的电感，大尺寸的情况下和有限的受害
表面贴装应用;电解“更高的ESR和
干涸的可能性需要数被使用。多相
系统允许电容的最低量整体。
短短的一个22μF或二点五十八10μF陶瓷电容
器是在20W到35W的电源，由于一个理想的选择
其极低的ESR 。即使电容
在20V远低于其额定值在零偏，很
低ESR的损耗，使陶瓷的理想候选
3828f
W
U U
17
