总输出点噪声电压可以计算为
所有的平方输出噪声电压之和的平方根
贡献者。公式3示出了一般形式
输出噪声电压用图13中所示的条款。
(3)
2
2
E
O
=
E
NI2
+
(
I
BN
R
S
)
+
4kTR
S
G
N2
+
(
I
BI
R
F
)
+
4kTR
F
G
N
而最后一项，反相偏置电流误差，是
优势在这个低增益电路中，输入偏置电压将
成为占主导地位的直流误差项的增益超过
5V / V 。其中，改善了直流精度要求在高
高速放大器，考虑OPA642单和OPA2822
双电压反馈放大器。
禁用操作
该OPA684提供了一个可选择的禁用功能，可
可用于降低系统功率时放大器的工作是
不是必需的。如果在V
DIS
控制引脚悬空时，
OPA684将正常工作。要禁用，在V
DIS
控制
引脚必须置为低电平。图14示出了一个简化的
内部电路的禁用控制特性。
在正常操作中，到Q1的基极电流通过设置
的250kΩ电阻器，而发射极电流通过该
为40kΩ电阻设置一个电压降是不充分的
打开两个二极管Q1的发射极。由于V
DIS
被拉低，
额外电流通过40kΩ的电阻eventu-拉
同盟接通这两个二极管。在这点上，任何进一步的
目前拉V出
DIS
经过这些二极管控股
Q1的约0V的发射极 - 基极电压。这
切断集电极电流从Q1的接通放大器
关。在关闭模式下的供电电流仅为什么
操作图14的电路中必需的。
噪声增益除以该表达式（G
N
= (1 + R
F
/R
G
))
将给予相当于输入参考点噪声电压
非反相输入端，如方程式4所示。
(4)
E
N
=
E
NI
+
(
I
BN
R
S
)
2
2
I R
4kTR
F
+
4kTR
S
+
BI F
+
G
N
G
N
2
为OPA684电路评估这两个方程和
的元件值（参见图1）将得到的总输出点
13.3nV / √Hz的，总等效输入点的噪声电压
6.7nV / √Hz的噪声电压。其中输入参考点
噪声电压比3.7nV / √Hz的规格为高
仅在运算放大器的电压噪声。这反映了噪音
由反相电流噪声次添加到输出的
反馈电阻。当增益增加时，这个固定的输出
噪声功率短期贡献较小的总输出噪声
总的输入参考电压噪声由公式
3将接近运算放大器本身只是3.7nV / √Hz的。为
例如，要对20的增益在图1的电路，
仅调整增益电阻52.3Ω ，将给出一个总的输入
提到3.9nV / √Hz的噪声。的更完整的描述
运算放大器的噪声分析可以在TI应用笔记被发现
AB- 103 “的高速运算放大器噪声分析”
（ SBOA066 ） ，位于www.ti.com 。
+V
S
40k
Q1
DC精度与失调控制
如OPA684电流反馈运算放大器提供例外
tional带宽，高增益，使脉搏快而稳定
只有温和的DC准确度。电气特性
显示输入失调电压相媲美的高转换率
电压反馈放大器。两个输入偏置电流
然而，有些更高，是无与伦比的。而
偏置电流消除技术是非常有效用
大多数电压反馈运算放大器，它们一般不重新
领袖输出直流偏移宽带电流反馈运
安培。由于两个输入偏置电流无关的两个
大小和极性，匹配源阻抗
望着每个输入，以减少其误差贡献
的输出是无效的。评价的结构
图1中，使用最坏情况下的+ 25°C的输入偏移电压和
两个输入偏置电流，给出了一个最坏的情况下输出偏移
范围等于：
±(G
N
V
OS
) + (I
BN
R
S
/2 G
N
)
±
(I
BI
R
F
)
=
±(2
3.5mV ）
±
(10A 25 2)
±
（ 1kΩ的 16μA ）
=
±7mV
+值为0.5mV
±
16mV
=
±23.5mV
其中g
N
=非反相信号增益
25k
V
DIS
I
S
控制
250k
–V
S
图14.禁用简化控制电路。
当禁止时，输出与输入节点到高
阻抗状态。如果OPA684工作在增益+1
（用1kΩ的反馈电阻仍然需要稳定性） ，它将
在输出显示出非常高的阻抗（ 1.7pF || 1MΩ ）和
卓越的信号隔离。如果在一个更大的增益操作
比1 ，总的反馈网络电阻（R
F
+ R
G
）会
出现作为阻抗回头到输出，但是
该电路将仍然表现出非常高的正向和反向
隔离。如果配置为反相放大器，输入和
输出将通过反馈网络被连接
电阻（R
F
+ R
G
）提供输入相对较差输出
隔离。
OPA684
SBOS219A
www.ti.com
19
