NCP5316
增强的V
2
响应在V骚乱
CORE
by
同时采用“慢”和“快”的电压调节。该
内部误差放大器进行缓慢调节。
根据由所设定的增益和频率补偿
放大器的外部元件，该误差放大器将
典型地开始于斜坡其输出以应对变化
输出电压中的一个或两个PWM周期。快速的电压
反馈是通过从核心电压直接连接来实现
到PWM比较器的经由所述非反相引脚
总结与电感电流，内部斜坡和
抵消。在输出电流的快速增长将产生
在核心电压，并在夏天的输出负偏移。
这将导致PWM占空比增加几乎
瞬间。快速反馈通常会调整PWM占空比
周期在一个PWM周期。
如以50％的示于图17中，内部的斜坡（100毫伏
占空比）被加到电感电流斜坡处
PWM比较器的正端。这种额外的
斜坡补偿由传播时间延迟
电流检测放大器（CSA） ， PWM比较器和
MOSFET的栅极驱动器。其结果是，在最小导
控制器的时间减少和较低的工作周期可
可以在更高的频率来实现的。此外，这些额外的斜坡
降低了电感电流斜坡的依赖，并允许
当选择输出电感器和更大的灵活性
R
CSX
C
CSX
来自反馈元件的时间常数
V
CORE
到CSX引脚。
包括在电流和电压的信息
反馈信号允许的开环输出阻抗
功率级进行控制。当平均的输出
电流为零时， COMP引脚将是：
VCOMP
+
VOUT @ 0
)
Channel_Startup_Offset
)
Int_Ramp
)
GCSA
@
Ext_Ramp 2
或者，在一个封闭的环路构成的输出电流时
变化， COMP引脚必须移动，以保持相同的输出
电压。在输出电压或COMP所需的改变
销取决于电流反馈信号的缩放和
计算公式为：
DV
+
RS
@
GCSA
@
DI
OUT
的单相功率级的输出阻抗为：
单级阻抗
+
DV
OUT
DI
OUT
+
RS
@
GCSA
总的输出阻抗将是单级
阻抗由在操作阶段的数量除以。
功率级的输出阻抗来确定如何
该转换器将在最初几微秒响应
瞬态之前的反馈环路重新定位的
COMP引脚。
峰值输出电流可由下式计算：
IOUT ， PEAK
+
（ VCOMP
*
VOUT
*
偏移） （ RS
@
GCSA ）
Int_Ramp是“部分”内部斜坡处的值
对应的占空比， Ext_Ramp是峰 - 峰值
外部稳态坡道0 A，G
CSA
是电流检测
放大器的增益（3.0体积/体积）和信道的启动偏移
0.60 V的Ext_Ramp的大小，可以计算
来自：
Ext_Ramp
+
D
@
（VIN
*
VOUT ） （ RCSx
@
CCSx
@
FSW ）
图18示出COMP引脚的一个阶跃响应
固定水平。前T1中，转换器是在正常
稳态操作。电感电流提供
PWM斜坡通过电流检测部分
放大器。在PWM周期结束时的电流时的总和
斜的“部分”内部斜坡信号的电压和偏置
超过COMP引脚的电平。在T1中，输出电流
增加并且输出电压下降。在下一个PWM周期
开始，周期持续的时间超过以往，而
电流信号增加足以弥补下部
电压在V
FB
销和周期结束于T 2。 T2之后，在
输出电压保持低于在轻负载和下
平均电流的信号电平（ CSX输出）被升高，使得
的电流和电压信号的总和是一样的
原来的负荷。在闭环系统中， COMP引脚会
移到更高的输出电压恢复到原来的
的水平。
SWNODE
V
FB
(V
OUT
)
例如，若V
OUT
在0设置为1.480 V与AVP
及输入电压为12.0 V时，占空比（D ）将
1.480/12.0
or
12.3%.
Int_Ramp
将
be
100毫伏/ 50％
12.3 ％ = 25毫伏。对R值的现实
CSX
,
C
CSX
和f
SW
是10千瓦， 0.015
mF
650千赫。利用这些
和前面提到的公式， Ext_Ramp将
15.0毫伏。
VCOMP
+
1.480 V
)
0.60 V
)
25毫伏
)
2.65 V V
@
15.0毫伏2
+
2.125伏。
内部斜坡
CSA出
COMP-偏移
CSA输出+减速+ CS
REF
T1
T2
如果COMP引脚保持稳定，电感电流
变化，也还必须在输出电压的变化，
图18.开环运行
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