双相， Quick-PWM控制器的
可编程CPU核电源
导通时间仅大致确定了开关频率。
的导通时间保证在
电气特性
通过切换延迟在外部高是影响
侧MOSFET 。电阻损耗，包括电感，
两个MOSFET ，输出电容的ESR ，和PC板
在输出和接地铜的损失往往会提高
开关频率在更高的输出电流。此外，该
死区时间的影响提高了有效的导通时间， reduc-
荷兰国际集团的开关频率。它只发生在forced-
PWM操作和动态输出电压转换
当电感电流反转在光或负
负载电流。随着反向电感电流，电感
Tor的感生电动势使LX去高早于正常，
由一个周期等于所述延伸的导通时间DH前沿
死区时间。
对于载荷大于临界传导点，其中所述
死区时间的影响是不再是一个因素，实际的开关
ING （每相）频率为：
f
SW
=
t
ON
(
V
IN
+
V
DROP1
- V
DROP2
)
提供有效电流均衡，目前不匹配
由电流检测电阻值和确定的
偏移的跨导放大器的电压：
I
OS （ IBAL ）
=
I
LM
- I
LS
=
V
OS （ IBAL ）
R
SENSE
MAX1519/MAX1545
其中，V
OS （ IBAL ）
在当前平衡失调规范
化了
电气特性。
最坏情况下的电流不匹配时，立即
负载瞬变后，由于电感值不匹配
导致不同的di / dt为两相。当时它
只在当前均衡环路纠正瞬变
失衡取决于之间的不匹配
电感值和开关频率。
反馈调节放大器
电压定位放大器
多相Quick -PWM控制器集成了一个独立
悬垂运算放大器的增益增加的电压
年龄定位检测通道。电压定位
增益允许使用低价值的检流电阻
为了最小化功耗。这3MHz的GAIN-
带宽放大器的设计采用了低失调电压
年龄（ 70μV ，典型值） ，以满足IMVP输出精度
要求。
反相（ OAIN- ）和同相（ OAIN + ）输入
用于差分感测横跨电压
电压定位检测电阻。运算放大器的输出
内部连接至调节器的反馈输入
（FB） 。运算放大器应被配置为一个同相
荷兰国际集团，差分放大器，如图10中
电压定位斜率是通过适当地选择设置
反馈电阻从FB连接到OAIN- （见
设置电压定位
部分） 。对于应用程序
使用从控制器，额外的差分输入
电阻（求和配置）可以被连接到
从设备的电压定位检测电阻。总结
同时主机和从机的电流检测信号既
确保了电压定位斜率仍然CON-
恒定时，禁止从控制器。
该控制器还采用了放大器，用于远程输出
传感（ FBS ）总结了远端检测电压
入电压定位的正端
放大器（图10）。
在应用中，不需要电压定位
增益时，放大器可以通过连接被禁用
直接OAIN-引脚连接到V
CC
。残疾人放大器的输出
变为高阻态，保证了
未使用的放大器不会影响FB的输入信号。
逻辑阈值，禁用运算放大器是近似
三方共同V
CC
- 1V.
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(
V
OUT
+
V
DROP1
)
其中，V
DROP1
是寄生电压的和降
电感放电路径，包括同步recti-
费里，电感器，以及PC板电阻; V
DROP2
为
寄生电压的总和滴在电感充电
路径，包括高侧开关，电感器，和PC板
电阻;和T
ON
是导通时间如上述决定的。
当前余额
无活性的电流平衡电路，电流
相之间的匹配依赖于MOSFET的
导通电阻（R
DS （ ON）
） ，压载热，开/关时间
匹配和电感匹配。例如， VARI-
ATION在导通电阻低侧MOSFET （忽略
热效应）产生的电流不匹配，即
成比例的导通电阻的差异：
R
I
主
- I
2ND
=
I
主
1 -
主
R
2ND
然而，错配之间的导通时间，关断时间，并且
电感值增加的最坏情况下的电流imbal-
ANCE ，使得不可能被动地保证
精确的电流平衡。
多相Quick -PWM控制器集成了
电流检测电压之间的差异
调整次级相的导通时间，以保持
当前余额。当前余额现在依靠
的电流检测电阻器准确度的，而不是
不准确，导通电阻低的热敏感
边MOSFET 。
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