LTC3122
应用信息
G
EA
=
g
ma
R
O
≈
950V/V
（不可调节;克
ma
= 95μS ，R
O
≈
10M)
G
MP
= g
mp
=
G
动力
I
L
V
C
≈
3.4S （不可调）
当前模式下的零（ Z3 ）是一个右半平面零点
这在反馈控制设计的问题，而是
管理与适当的外部元件选择。
作为一般规则，该频率处的开环
该转换器的增益被降低至统一，被称为
交叉频率
C
，应被设置为小于1
第三右半平面零点（ Z3 ） ，并且在八分之一
开关频率f的
OSC
。一旦
C
被选择，则
为补偿元件的值，可以计算
使用功率级的波德图或两个普遍有效
假设： P1占主导地位的功率级的增益
对于频率比低
C
和
C
远远高于
P2 。首先计算出功率级增益
C
, G
C
在V / V 。
假设输出极点P1主导摹
C
对于该范围内，
它被表示为：
G
C
≈
G
DC
1+
C
P1
2
V
OUT
η
V
IN
=
=
I
L
2 I
OUT
组合两个以上等式得到：
G
DC
=
G
MP
G
动力
≈
1.7
η
V
IN
I
OUT
V/V
转换英法fi效率
η
将随我
OUT
和开关
频率=
OSC
如图所示的典型性能
特性曲线。
输出极点： P1 =
2
Hz
2
π
R
L
C
OUT
V/V
1
Hz
误差放大器的极点： P2 =
2
π
R
O
(C
C
+
C
F
)
误差放大器零： Z1 =
ESR零点： Z2 =
RHP零点： Z3 =
1
2
π
R
ESR
C
OUT
V
IN2
R
L
2
π
V
OUT
L
2
1
Hz
2
π
R
C
C
C
Hz
决定多少相位裕度（ Φ
m
）是期望的。更大
相位裕度可以提供更高的稳定性，同时较低的相位裕
杜松子酒可以产生更快的瞬态响应。通常情况下，
Φ
m
≈ 60°
是最佳的最小化的瞬态响应时间，而
留出足够的裕量，以占分量VARI-
的能力。
Φ
1
是Z 1 ，P2和P5而相位升压
Φ
2
is
Z5和P4的相位提升。选择
Φ
1
和
Φ
2
这样
V
Φ
1
≤
74° ;
Φ
2
≤
2 谭
1
OUT
90 °和
1.2V
Hz
高频极点： P3
＆ GT ;
OSC
3
相位超前零： Z4
=
相位超前极点： P4
=
1
Hz
2
π
(R1+ R
PL
) C
PL
Φ
1
+ Φ
2
= Φ
m
+
黄褐色
1
C
Z3
其中，V
OUT
在V和
C
以及Z3为kHz。
设置Z 1， P 5 ， Z 4和P4 ，使得
Z1=
C
, P5
=
C
a
1
, Z4
=
C
, P4
=
C
a
2
a
1
a
2
1
Hz
R1 R2
+
R
2
π
C
R1+ R2
PL
PL
误差放大器，滤波器的极点：
1
Hz
C
C
C
F
2
π
R
C
C
C
+
C
F
允许
1
AND A
2
用待定
Φ
1
和
Φ
2
Φ +
90°
Φ +
90°
a
1
=
黄褐色
2
1
, a
2
=棕褐色
2
2
2
2
P5
=
3122f
15
