LTC1735
应用S我FOR ATIO
虽然在电路中产生的所有耗能元件
损失， 4主要来源通常占多数的
在LTC1735电路损耗： 1）V＆
IN
目前， 2 ） INTV
CC
目前，3）我
2
损失， 4 ）顶边MOSFET转型
损失。
1） V
IN
电流是在给定的直流供电电流
电气特性不包括MOSFET驱动器
和控制电流。 V
IN
电流导致一个小的（ <0.1 ％）
损耗使得具有V增加
IN
.
2 ） INTV
CC
电流MOSFET驱动器的总和与
控制电流。从MOSFET驱动器目前的结果
开关的功率MOSFET的栅极电容。
每次一个MOSFET的栅极，从低切换到高，以
再低，充电dQ的数据包从移动INTV
CC
to
地面上。所得dQ的/ dt为一个电流输出INTV的
CC
那
通常比控制电路的电流大很多。在
连续模式下，我
GATECHG
= F （Q
T
+Q
B
） ，其中Q
T
和Q
B
在上部和底部的栅极电荷
的MOSFET。
供应INTV
CC
通过EXTV电源
CC
开关量输入
从输出衍生的或其它高效率源将
缩放V
IN
当前所需要的驱动器和控制
电路通过（占空比） / （效率）的一个因素。为前
INTV充足，在20V至5V的应用， 10毫安
CC
当前
结果在大约3毫安Ⅴ的
IN
电流。这将减少
由10％或更多的中间电流损耗（如果驾驶员是
直接从V供电
IN
）到只有几个百分点。
3) I
2
损失由的直流电阻预测
MOSFET ，电感和电流分流。在连续模式
平均输出电流流过L和R
SENSE
,
但上部主MOSFET之间“斩”
同步MOSFET 。如果两个MOSFET都
大致相同的R-
DS （ ON）
中，则电阻
一个MOSFET可以简单地用电阻求和
L和R的
SENSE
获得我
2
损失。例如，如果每个
R
DS （ ON）
= 0.03, R
L
= 0.05Ω和R
SENSE
= 0.01Ω ，然后
总电阻为0.09Ω 。这导致损耗测距
从2 ％至9％的输出电流增大，从图1A到
5A的5V输出，或3 ％至14 ％的损失为3.3V输出。
效益分析而变化为V的平方成反比
OUT
对于
相同的外部元件和输出功率电平。我
2
R
亏损导致效率下降，在高输出电流。
U
4 ）转换损耗仅适用于上部MOSFET （S ）
当在高输入工作，只有成为显著
电压（通常12V或更高）。过渡损耗
从估算：
过渡损耗= （ 1.7 ）V
IN2
I
O（最大值）
C
RSS
f
其他“隐藏”的损失，如铜走线和内部
电池电阻可以占到额外的5 ％至
10 ％的效率降低便携式系统。这是很
重要的是要包括在这些“系统”电平的损失
系统的设计。内置电池和保险丝电阻
tance损失可以通过确保C作最小化
IN
有
足够的电荷存储和非常低的ESR在开关
荷兰国际集团的频率。 25W的电源通常需要
电容的最小20μF至40μF具有马克西
0.01Ω的妈妈来ESR的0.02Ω 。其他损失包括
在死区时间和电感肖特基导通损耗
器磁芯损耗通常占小于2 ％的总
额外的损失。
检查瞬态响应
稳压回路响应可通过观察被检查
负载电流的瞬态响应。开关稳压器
需要几个周期来对负载电流的步骤作出回应。
当负载阶跃时，V
OUT
转移的数额相等
to
I
负载
（ESR ），其中， ESR是等效串联电阻
的C tance
OUT
.
I
负载
同时开始充电或放电
C
OUT
，产生反馈误差信号，它迫使
调节，以适应当前的变化，并返回V
OUT
其稳态值。在这段恢复时间V
OUT
可以为过多的过冲或振铃进行监测，
这将表明一个稳定性的问题。 OPTI- LOOP
补偿允许瞬态响应得到优化
而得到优化在宽范围的输出电容和ESR的
值。在我的可用性
TH
脚不仅让
的控制回路行为优化，还提供了
直流耦合和AC滤波闭环响应测试
点。直流一步，上升时间和稳定在这个测试点
真正重新佛罗里达州学分闭环响应。假设预
主要为二阶系统，相位裕度和/或
阻尼因子可使用的比例来估计
冲看到在这个引脚。的带宽也可以是
通过检查上升时间在销估计。在我
TH
在图1所示电路的外部元件将
提供足够的起点对于大多数应用。
1735fc
W
U
U
21
