水平时，二次谐波将主导与失真
可以忽略不计第3次谐波分量。在对焦，然后
第二谐波，增加负载阻抗提高
失真直接。记住，总负载包括
反馈网络;在同相配置（见
图1），这是R的总和
F
+ R
G
，而在反相
构，它只是
F
。还提供一个附加的
电源去耦电容（ 0.1μF ）之间的电源引脚
（对于双极性工作），提高了二阶失真
略（ 3分贝在6dB ） 。
在大多数运算放大器，提高了输出电压摆幅IN-
直接折痕谐波失真。新的输出级
在OPA690采用实际持有的区别
基波功率和2阶和3次谐波的权力
相对恒定随着输出功率，直到很
较大的输出摆幅要求（ > 4VP -P ） 。这也说明
最多在2色调，第三阶互调杂散调（IM3 ）
响应曲线。在3阶杂散水平moder-
ately低在低输出功率水平。输出级
继续持有他们的低，甚至为根本动力
达到很高的水平。作为典型特性
展会上，互调杂散功率上不去
作为预测由传统的拦截模式。由于基波
精神力水平的提高，动态范围不
显著降低。 2音中心在20MHz ，与
为10dBm /音频到匹配50Ω负载（即2VP -P的每一个
音时的负荷，这需要8VP - 对为整体2色调
信封输出引脚） ，典型特征表现
测试音权力和3rd-之间47dBc的区别
二阶互调杂散权力。这一业绩
当在较低的频率下工作的进一步提高。
总输出点噪声电压可以计算为
所有的平方输出噪声电压之和的平方根
贡献者。方程1示出了一般形式
输出噪声电压用图11所示的条件。
(1)
2
2
E
O
=
E
NI2
+
(
I
BN
R
S
)
+
4kTR
S
NG
2
+
(
I
BI
R
F
)
+
4kTR
F
NG
由噪声增益（ G = （1 + R除以该表达
F
/R
G
))
会给在同等输入参考点噪声电压
同相输入端，如公式2所示。
(2)
E
N
=
E
NI
+
(
I
BN
R
S
)
2
2
4kTR
F
I R
+
4kTR
S
+
BI F
+
NG
NG
2
噪声性能
高压摆率，单位增益稳定电压反馈运算放大器
通常实现自己的压摆率，在更高的代价
输入噪声电压。该5.5nV / √Hz的输入电压噪声为
该OPA690 ，然而，比可比低得多
放大器。输入参考电压噪声，和两个
等效输入电流噪声方面，结合给低
在各种各样的操作条件下的输出噪声。
图11示出了运算放大器的噪声分析模型与所有的噪声
条款包括在内。在该模型中，所有的噪声条件取为噪声
电压或在任一纳伏/ √Hz的或pA的/ √Hz的电流密度条件。
为OPA690电路评估这两个方程和
的元件值（参见图1）将得到的总输出点
12.3nV / √Hz的，总等效输入点的噪声电压
6.1nV / √Hz的噪声电压。这是包括加噪声
由偏置电流消除电阻（ 175Ω ）上的
同相输入端。其中输入参考点噪声电压
年龄小于5.5nV / √Hz的规范仅小幅走高
单是运算放大器的电压噪声。这将是这种情况如
只要出现在每个运算放大器的输入阻抗是
仅限于先前建议的最大值
300Ω 。保持两个（R
F
|| R
G
）和非反相输入端
源阻抗小于300Ω将满足噪声和
频率响应平坦度的考虑。由于电阻
器引起的噪音相对可以忽略不计，附加电容
横过偏置电流消除电阻器的去耦（注册商标
B
)
对于图中的反相运算放大器配置8不
所需。
DC精度与失调控制
宽带电压反馈运算的平衡输入级
放大器可以很好的输出直流精度的各种
应用程序。电源电流微调的OPA690
给出更严格的控制与同类产品相比。 AL-
虽然高速输入级并要求相对
高输入偏置电流（典型地
±8A
在每个输入端） ，
它们之间的紧密匹配，可以使用以降低
输出的直流误差引起的这个电流。总输出失调
电压可以通过匹配的DC显着减小
源极电阻出现在两个输入。这将减少
输出的直流误差，由于输入偏置电流的偏置
电流乘以反馈电阻。评估的配置
图1和灰，用最坏情况+ 25°C的输入失调电压
与目前规范，给出了最坏情况下的输出偏移
电压等于： - （ NG =同相的信号增益）
± （ NG
V
操作系统（MAX）
)
±
(R
F
I
操作系统（MAX）
)
=
±(2
为4mV ）
±
(402 1A)
=
±8.4mV
E
NI
R
S
OPA690
I
BN
E
O
E
RS
√
4kTR
S
R
F
√
4kTR
F
4kT = 1.6E -20J
在290 °K的
4kT
R
G
R
G
I
BI
图11.运算放大器噪声分析模型。
OPA690
SBOS223A
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