AN75
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高功率因数LED替代T8荧光灯管
使用AL9910高压LED控制器
雍呵嗯，二极管公司
介绍
本应用笔记介绍了所需的高的设计原则和设计公式
使用AL9910亮度LED灯。等式随后被用于演示的一个设计
普遍的，离线，高功率因数（PF） ，13W的LED灯适宜于用作替代T8
日光灯管。一个完整的设计，包括电路图，元件清单和性能
提供了测量。
AL9910高功率因数降压LED驱动器
高功率因数13W LED灯图1电气原理图
图1显示了一个离线13W LED驱动器的电路图。
在输入端， CX1 ， CX2 ， CX3 ， CX4 ， L1和L2提供足够的过滤为差模
和由所述的开关变换器电路中产生共模EMI噪声。
来自桥式整流器DB1整流后AC线路电压被送入一个无源功率因数
校正或填谷电路，它由3个二极管和2个电容器。 D1 ，D2，D3 ，C1， C2提高
为了将输入线电流失真，以实现功率因数大于0.9的交流线路输入。
恒定电流调节器部分由一个降压转换器的AL9910驱动。通常情况下，
该降压型稳压器采用的是固定频率模式，但50 ％的占空比限制是不现实的
用于脱机灯。这个问题可以通过改变控制方法，以一个固定的关断时间来克服
操作。
在AL9910的内部振荡器的设计允许IC无论是固定配置
频率或固定关断时间的基础上电阻R如何
T
被连接。为固定关断时间的操作，所述
电阻R
T
连接在栅极和R之间
OSC
销，如图1所示。该转换器具有
现恒定的关断时间时，功率MOSFET被关断。所述导通时间是根据当前
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感测信号和开关调整为的导通和关断时间的总和。这种变化使得
转换器与占空比大于50％的工作。
设计指南 - 高功率因数的离线式LED驱动器
本节中的设计过程是根据在图1中首先示出的示意性概述
该准则用于选择组件填谷功率因数校正级和固定摘
示时间的降压转换器。功率电感器的计算，然后证明，最后，
内的MOSFET和续流二极管的功率损耗的评估。
规格为系统有：
V
AC
= 230V交流
V
AC （分钟）
= 85VAC
V
交流电压（最大）
= 264VAC
I
LED （ NOM ）
= 240毫安
V
LED （ NOM ）
= 54V
V
LED （ MIN ）
= 42V
V
LED （ MAX）
= 59V
P
OUT
= 12.96W
f
SWI （ NOM ）
= 55KHZ
被动因数校正级设计
所述填谷电路的目的（参见图2 ）被以使所述降压转换器直接拉动力
关闭AC线时的线电压是它的峰值电压的50％以上。
图2填谷式PFC级和工作波形（绿色： V
IN
以LED驱动器;橙：
AL9910的栅极电压）
在降压转换器的输入端的最大母线电压，
V
IN （MAX）
=
2
×
V
交流电压（最大）
=
2
×
264 VAC
=
373 V
在这段时间中，填谷电路（ C1和C2）内的电容器是串联的，并通过D 2带电
和R1 。如果该电容器具有相同的电容值，在C1和C2上的峰值电压
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is
V
IN （MAX）
2
=
186 V
。通常的电容的20％的差异可能像之间可以观察到
电容器。因此，额定电压裕量的25％ ，应考虑。
一旦线下降到低于它的峰值电压的50％时，两个电容器基本上放置在
平行。总线电压V
IN（分钟）
是在降压转换器的输入端的最低电压值。 V
IN（分钟）
在最低的AC线电压V
AC （分钟）
是，
V
IN（分钟）
=
2
×
V
AC （分钟）
2
=
2
×
85 VAC 2
=
60 V
在60Hz ，一个半AC线路周期的总时间是8.33ms 。的电源，降压变换器，导出
从谷填充电容器当AC线电压等于或它的峰值电压的50％以下。
保持时间为电容器等同于
t
HOLD
=
1 3
×
8.33ms
=
2.77ms
。填谷电容器
然后值可以被计算，
P
OUT
C
总
=
V
IN（分钟）
×
t
HOLD
=
12.96 W
×
2.77ms
60 V
=
30
μ
F
20 V
V
垂
因此，
C1
=
C2
=
15
μ
F
. V
垂
是的，当他们提供充分的电容器的电压降
电源降压转换器。理想的情况是V
垂
应该被设置为小于
V
垂
=
V
IN（分钟）
V
LED （ MAX）
in
命令以确保连续导通LED在低线电压。然而，V
垂
被设定为20V
在设计实施例以避免需要非常大的谷填充电解电容器。
一个20V V
垂
意味着该总线电压V
IN
在降压转换器的输入端将下降到40V时
交流线路周期的一部分。由于降压稳压器需要V
IN
为大于LED组电压
(V
LED （ MAX）
= 59V ）进行调节， LED将在AC线周期的一部分被关闭。这具有的效果
减少实际输出的LED电流在低交流输入电压。在该设计例子中，LED
电流下降约20％ ，从它的在85VAC标称值（参见图4） 。
设定的固定关断时间和开关频率范围
为固定关断时间的操作，开关频率将有所不同经受实际的输入电压和
LED输出条件。
额定开关频率f
SWI （ NOM ）
应选择。高额定开关频率会
导致较小的电感器的尺寸，但可能会导致在电路中增加了开关损耗。一个好的
设计的做法是选择一个额定开关频率明知开关频率将
减小，线路电压下降，随着线电压增加。
固定关断时间t
关闭
可以被计算为，
1-
t
关闭
=
V
LED （ NOM ）
V
AC （ NOM ）
f
SWI （ NOM ）
54V
=
230V
=
13.9
μ
s
55kHz
1-
关闭时间由定时电阻R编程
T
如图1 R的值
T
由下式给出，
R
T
(
k
Ω
)
=
t
关闭
(
μ
s
)
×
25
22
=
13.9
×
25
22
=
326k
Ω
一个330kΩ的选择是对R
T
。接着，在两个极端的可变开关频率的可
近似为
f
SWI （分钟）
=
f
SWI （最大值）
=
1
V
LED （ MAX）
V
IN（分钟）
t
关闭
1
V
LED （ MIN ）
V
IN （MAX）
t
关闭
=
=
1
59 V 69 V
=
10kHz
13.9
μ
s
1
42V 373 V
=
63.8kHz
13.9
μ
s
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最好是保持在低于最大开关频率f
SWI （最大值）
以下为150kHz ，以避免
过多的开关损耗。
电感器的选择和设置LED电流
在AL9910的固定关断时间架构调节的平均电流通过电感L
巴克
.
L的值
巴克
取决于所期望的峰 - 峰值的纹波
ΔI
L
在LED输出电流。 L
巴克
可以用下面的等式来设定
L
巴克
=
V
LED （ NOM ）
×
t
关闭
Δ
I
L
=
54 V
×
13.9
μ
s
=
6.6mH
115mA
由于T8的管中，L的直径限制
巴克
由L3和L4作为图1中所示。
该AL9910恒定关断时间控制回路调节峰值电感电流I
pk
。作为平均
电感器电流等于平均LED电流， LED的平均电流可通过调节
我控制
pk
.
给定一个固定的电感值，电感中的电流随时间的变化是成比例的电压
电感两端施加。在关断时，看到由电感器的电压是LED堆叠
电压。所以，峰值电感电流应调节到，
I
pk
=
I
LED （ NOM ）
+
0.5
×
V
LED （ NOM ）
×
t
关闭
L
巴克
=
240mA
+
0.5
×
54 V
×
13.9
μ
s
=
297mA
6.6mH
的峰值电流是恒定的，并设置由感测电阻器R
SENSE
。如果LD引脚连接到VDD引脚，
R的值
SENSE
可以很容易地计算出来，因为CS引脚上的电压阈值是0.25V ，
R
SENSE
=
0.25
=
0.84
Ω
297mA
在图1中，R所示的电路
SENSE
由R5，R6和R7组成。
信用证的额定峰值电流
巴克
应该比我更大
pk
和的RMS额定电流
电感器应该是我，至少110 ％
LED （ NOM ）
.
尽管所描述的解决方案，在工作固定关断时间和连续导通模式（CCM） ，
可以作为一个恒定的电流源，一个限定于LED输出电流精度的依赖
上的LED的数量和整体LED链电压。最好的结果可以通过使用一个固定的实现
LED的数量。可变数量的LED的结果在减小的电流精度。
两个极端输出的LED电流可近似为，
I
LED （ MIN ）
=
I
pk
-
0.5
×
V
LED （ MAX）
×
t
关闭
L
巴克
=
297毫安 -
0.5
×
59 V
×
13.9
μ
s
=
234mA
6.6mH
I
LED （ MAX）
=
I
pk
-
0.5
×
V
LED （ MIN ）
×
t
关闭
L
巴克
=
297毫安 -
0.5
×
42V
×
13.9
μ
s
=
253mA
6.6mH
上面的等式显示了LED电流的精度也取决于公差
实际电感器L
巴克
。电感公差等级等于或小于10％的选择应
保证良好的LED电流精度在大批量生产。
功率MOSFET的计算
功率MOSFET是基于最大电压应力，峰值MOSFET电流，总功率选择
损耗，最大允许工作温度和AL9910的栅极驱动器的能力。
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在功率MOSFET此转换器的最大漏源电压应力等于输入
电压。然而，典型的电压的安全裕度为MOSFET定义最大反向
电压如下，
V
DSS
=
1.3
×
V
IN （MAX）
=
1.3
×
373 V
=
485 V
这意味着一个普通500V MOSFET是合适的。
功率MOSFET的损耗由开关损耗为主。开关损耗取决于
开关时间，频率， MOSFET的漏极电流和漏源电压。该开关的上升时间
t
上升
和下降时间t
秋天
是MOSFET的栅极电容的函数，的栅极驱动器的能力
AL9910和布局的设计。最坏的情况下开关功率损耗发生在V
LED （ MIN ）
和V
IN （MAX）
.
开关损耗是约，
V
t
V
IN （MAX）
×
I
pk
LED （分） OFF
×
t
上升
×
f
SWI （最大值）
V
IN （MAX）
×
I
pk
×
t
秋天
×
f
SWI （最大值）
L
巴克
=
+
2
2
373V
×
(
297mA
88mA
)
×
65ns
×
63.8kHz 373V
×
65ns
×
63.8kHz
=
+
2
2
=
455mW
P
SW
其中，开关时间t
上升
和T
秋天
被测定为65ns与600V的MOSFET
SPB03N60S5的功率MOSFET 。如图1 ， R10为串联栅极电阻，减慢
断MOSFET开关，降低了EMI辐射。
RMS电流流经MOSFET在V
LED （ MIN ）
和V
IN （MAX）
由下式给出，
I
D（ RMS）
=
=
V
LED （ MIN ）
V
IN （MAX）
V
LED （ MIN ）
×
t
关闭
L
巴克
×
I
LED （ NOM ）
+
12
42V
42V
×
13.9
μ
s 6.6mH
×
240mA
+
373 V
12
=
89mA
功率MOSFET的传导损耗取决于它的静态漏源电阻R
DS （ ON）
在
MOSFET的工作温度。它可以计算出连续导通损失：
2
P
COND
=
I
D（ RMS）
×
R
DS （ ON）
=
(
89mA
)
×
2.5
Ω =
19mW
2
总功率MOSFET损耗是：
P
合计
=
P
SW
+
P
COND
=
455mW
+
19mW
=
474mW
总的MOSFET功率损耗从SMD封装到PCB板散热。这样就有可能
计算出MOSFET的工作结温可如果封装结点至计算
环境热阻R
thJA
是已知的。所计算出的MOSFET结温度T
J
，必须是
较低的则最大允许结温度T
J（下最大）
:
T
J
=
P
合计
×
θ
thJA
+
T
AMB
=
474mW
×
62
o
C宽
+
80
o
C
=
109.4
o
C
LED的转换器，T内的内部环境温度
AMB
被假定为80℃ 。
θ
thJA
=
62
o
C宽
对于TO- 263热电阻铜面积最小。对于实际设计，它是
建议保持低于110℃的结温，以避免对温度应力
装置。
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