9ul
B UNITRODE
U-111
应用说明
在实际考虑
电流模式稳压电源
介绍
这种详细的部分包含了深入的解释
众多的PWM功能，以及如何最大限度地发挥
有用性。它涵盖了多种实用的电路设计
考虑，如斜率补偿，栅极驱动器
电路，外部控制功能，同步和
并联电流模式控制模块。电路dia-
克和方程简化为种间的上述项
EST也包括在内。熟悉这些主题将简化
设计和调试过程，将节省很大
大量的时间用于电源的设计工程师。
一，斜率补偿
电流模式控制调节峰值电感电流
通过“内部”或电流控制环路。在连续模式
（降压）转换器，然而，输出电流是平均值
AGE电感电流，同时具有交流和直流构成的
组件。
而在调节中，电源的输出电压和
电感是恒定的。因此， VOUT / LS c和
升/胸苷，二次纹波电流，也是恒定的。在一个
恒定的伏秒的系统，胸苷而变化的一个函数
车辆中，脉冲宽度调制的基础。 AC纹波
电流分量， dl时，也变化为胸苷的一个函数
按照恒Vour LS 。
平均电流
在车辆，在这两个初级交流电流的高值
和次级处于其最大值。这是代表
图形由占空比D 1时，相应的平均
当前II和纹波电流D（ L1）。当VIN下降到
其最小值在占空比，纹波电流也处于其
最小振幅。这发生在平均值的占空比D2
年龄电流I2和纹波电流D （ I2 ） 。规范
初级峰值电流（电流模式控制）会产生
不同的平均输出电流I1 ， I2和为义务
周期D1和D2 。平均电流的升高而与
时的峰值电流相比较，以一个固定的占空比
误差电压。
图2.恒定的平均电流
确定斜坡斜率
在数学上，这个补偿斜坡的斜率必须
等于二分之一（50％）的输出的下坡
电感器从所述电路的控制侧看到。这是
证明了详细建模，分析与补偿中的“
在电流模式控制器， “ （ Unitrode公司发布U- 97
及其参考文献）。的经验，略高值
斜率补偿（75％ ）可用于使交流
分量小相比于直流底座，典型
连续转换器的校准
电路实现
在电流控制模式的PWM集成电路，误差电压是gen-
erated在误差放大器的输出与比较
在PWM比较器的初级电流在该节点上，
从误差电压中减去补偿斜坡
或将其添加到主电流传感输入将具有
同样的效果：以减小脉冲宽度的函数的
占空比（时间）。它是更方便的添加的斜率
斜坡补偿的电流输入。的一部分
可在定时电容振荡器波形（C
T
)
将电阻求和与初级电流。这是
输入到PWM比较器的电流检测输入端。
图1.平均电流误差
恒定的输出电流
为了保持恒定的平均电流，独立的
占空比，一个斜坡补偿是必需的。降低
误差电压精确地TON的功能将终止
脉冲宽度越快。这缩小了占空比cre-
阿婷TON的恒定输出电流的独立，或
VIN 。该斜坡补偿只是为峰平均值
年龄电流差作为占空比的函数。产量
电流I1和I2是现在完全相同的占空比D1和
D2.
3-106
应用说明
所需的参数
斜率补偿计算
斜率补偿可之后的具体计算
电路的参数定义和计算。
部分
控制
参数
T于（最大）振荡器
AV振荡器（ PK- PK斜坡振幅）
我感觉阈值（最大值）
V次级（最小值）
输出L
我中学交流
（次级纹波电流）
R SENSE （电流检测电阻）
M（斜坡补偿的金额）
N匝比（ NP / NS）
U-111
产量
图4.简化电路
第1步：计算电感下坡
S（ L） =的di / dt = VSEd -SEC
（安培/秒）
第2步：计算反射下坡
到主
S（ L） ' = S （L） / N
（安培/秒）
第3步：计算等效下坡坡道
V S（ L） = S（ L） 'L R SENSE
（伏/秒）
第4步：计算振荡器充电斜率
（伏/秒）
V S（ OSC ） = D（ VOSC ）上/ T
第5步：生成的斜坡方程
用叠加，该电路可以表示为：
一般
一旦获得，计算斜率补偿
是简单的，使用下面的等式和
图。
图3.通用电路
电阻R1和R2构成的振荡电压分压器
器输出电流限制输入，叠加
在初级电流波形的斜率补偿。
电容器C1是交流耦合电容器，并允许
没有添加 - 所使用的振荡器的交流电压摆动
ING补偿电路。电容器C2构成的R-C滤波器与R1
为了抑制主电流的前缘毛刺
波。电阻器R2与R1之比将决定准确的
加斜坡补偿的金额。
为了确定该电阻值，电容
CT （定时） ，氯（耦合） ，和C2（过滤）可以是
从电路示意图除去。该振荡器的电压
（ VOSC ）是锯齿的峰 - 峰振幅
波形。简化的模型来表示原理图
matically在下面的电路。
这些计算可以适用于目前所有的模式CON-
使用类似的斜率补偿方案变流器。
3-l07
应用说明
等值，R1为1K欧姆简化上述计算
和选择电容器C2 ，用于滤波所述前缘
毛刺。使用最接近的标准值，以计算出的
R2的值将影响最小的向下的确切数额
坡介绍。是R 2是足够高的中是很重要的
性不加载下来I.C.振荡器，这样就造成
频移是由于斜率补偿斜坡
到R2。
U-111
4.计算斜坡振荡器的定时电容
S（ OSC ）=上最大D V OSC / T = 1.8 / 4.5 = 0.400 V / μS
斜率补偿（ M） = 0.75 5.设金额和
R1 = 1K
R2 = R1
v％的SC ）
V S（ L） ' 米
; R2 =
1 K 0.400
0.0192 0.75
= 27.4千欧姆
II 。栅极驱动器电路
大多数PWM IC的高电流图腾柱输出有
大大增强和简化MOSFET栅极驱动
电路。快速开关高功率FET的时候可以
要达到与近“直接”从PWM驱动器。
经常被忽视，只有两个外部元件
—
a
电阻和肖特基二极管，需要以确保正确
PWM的操作，同时提供高电流
驱动脉冲。
MOSFET的输入阻抗
典型的栅极 - 源极输入最FET的特性
揭示大约1500皮法电容的
一系列与源极电感的15纳亨。为了这
例如，该系列门限流电阻也不会
用来举例说明它的必要性。此外，图腾柱转录
电阻取值被替换为理想（无失真）的开关。一台DV / DT
每纳秒0.5伏率是典型的最高
速度的PWM ，将被引入。
图6.发射极跟随器电路
设计实例
—
斜率补偿计算
电路描述和参数列表：
拓扑结构：半桥转换器
输入电压： 85-132 VAC “倍增器配置”
输出： 5 VDC / 45 ADC
频率： 200千赫，T周期= 5.0 μS
牛逼死区时间： 500纳秒，T上的最大值= 4.5 μS
匝数比： 15/1 （ NP / NS）
V初级： 90 VDC最小，最大186
V二段最小： 6 VDC
R SENSE ： 0.25欧姆
我二段AC： 3.0安培（ <l0 ％I DC）
●输出： 5.16
h
1.计算电感下坡上
二次侧
S（ L） =的di / dt = VS C / LS C = 6 V / 5.16 μH = 1.16 A / μs的
2.计算转化电感斜率的
一次侧
S（ L） '= S（ L）的
NS / NP = 1.16
1/15 = 0.0775 A / μS
3.计算转化斜坡电压在
检测电阻器
V
S（ L） ' = S （L） ' 器Rsense = 7.72 1O
-2
0.250 =
1.9410
-2
V / μs的
假设R， L或C，无需外部电路的寄生效应
因此PWM的驱动LC谐振回路，无
衰减。驾驶功能是派生的15伏的脉冲
从辅助电源电压。所产生的电流
波形示于图8中，具有一个峰值电流
大约7安培的33的频
兆赫。
3-108
应用说明
从PWM输出到使用的肖特基二极管的
地面将纠正这两种情况。连接的
阳极接地，阴极到输出端，这将防止
从去过分低于地电位的输出电压，
并且也将提供一个电流通路。为了提高效率，
二极管选择应具有更小的正向电压降
0.3伏200毫安。最1至3安培二极管
表现出在室温以上这些性状。该二极管将
曲线中所示的阴影部分中进行
图10中，当电压为负，电流
是正的。目前允许不流通
该IC的性能产生负面影响。配售二极管
作为物理接近PWM尽可能将加强税务局局长
扣器的性能。电路实现完整的
驱动方案示于示意图。
功率MOSFET驱动电路
U-111
电感和寄生电容，除了
励磁电感和场效应管的栅极电容。税务局局长
扣器实现类似于前面的例子。
变压器耦合推挽式MOSFET驱动电路
图13 。
栅极峰值电流和上升时间计算
一些变化发生在MOSFET栅极期间
导通周期。作为栅极的阈值电压为止，
有效的栅极输入电容上升了约
15 ％和作为漏极电流流动时，电容
tance将增加一倍。栅极 - 源极电压保持相当
不变，而漏极电压下降。高峰
所需的栅极电流与光谱期间切换MOSFET的
后指定的开启时间可以通过使用以下近似
方程。
图11 。
变压器驱动电路也需要使用的
肖特基二极管，以防止一组类似的情况
从PWM输出发生。振铃下方
地是由变压器的漏大大增强
变压器耦合MOSFET驱动电路
数的概括可以适用于简化这个
方程。首先，让我们VGTH ，栅极导通阈值，等于
3伏。此外，假定克等于漏极电流Id
通过在栅极的阈值电压， dVgth的变化划分。为
大多数应用中， dVgth约为2.5伏为工具程序
FET的矩阵特殊积在其最大额定电流的75％。在
大多数离线电源，栅极阈值电压
漏极电压和一个小的百分比，可省去
从等式的最后部分经过NAT 。该公式
确定峰值驱动电流和导通时间使用
场效应管的参数，现在简化为：
D1 .D2 ： UC3611肖特基二极管阵列
图12 。
开关时间为50毫微秒的顺序被attain-
能够以大约峰值栅极电流
1
0.0安培在
许多实用的设计。更高的驱动电流obtain-
能够使用大多数的Unitrode电流模式的PWM从而可以
源和吸收高达1.5安培峰（ UC1825 ） 。驱动器IC
与同类输出图腾柱（ UC1707 ）是recom-
谁料用于并联MOSFET的高速应用。
请参见应用笔记U- 118
3-110
9ul
B UNITRODE
U-111
应用说明
在实际考虑
电流模式稳压电源
介绍
这种详细的部分包含了深入的解释
众多的PWM功能，以及如何最大限度地发挥
有用性。它涵盖了多种实用的电路设计
考虑，如斜率补偿，栅极驱动器
电路，外部控制功能，同步和
并联电流模式控制模块。电路dia-
克和方程简化为种间的上述项
EST也包括在内。熟悉这些主题将简化
设计和调试过程，将节省很大
大量的时间用于电源的设计工程师。
一，斜率补偿
电流模式控制调节峰值电感电流
通过“内部”或电流控制环路。在连续模式
（降压）转换器，然而，输出电流是平均值
AGE电感电流，同时具有交流和直流构成的
组件。
而在调节中，电源的输出电压和
电感是恒定的。因此， VOUT / LS c和
升/胸苷，二次纹波电流，也是恒定的。在一个
恒定的伏秒的系统，胸苷而变化的一个函数
车辆中，脉冲宽度调制的基础。 AC纹波
电流分量， dl时，也变化为胸苷的一个函数
按照恒Vour LS 。
平均电流
在车辆，在这两个初级交流电流的高值
和次级处于其最大值。这是代表
图形由占空比D 1时，相应的平均
当前II和纹波电流D（ L1）。当VIN下降到
其最小值在占空比，纹波电流也处于其
最小振幅。这发生在平均值的占空比D2
年龄电流I2和纹波电流D （ I2 ） 。规范
初级峰值电流（电流模式控制）会产生
不同的平均输出电流I1 ， I2和为义务
周期D1和D2 。平均电流的升高而与
时的峰值电流相比较，以一个固定的占空比
误差电压。
图2.恒定的平均电流
确定斜坡斜率
在数学上，这个补偿斜坡的斜率必须
等于二分之一（50％）的输出的下坡
电感器从所述电路的控制侧看到。这是
证明了详细建模，分析与补偿中的“
在电流模式控制器， “ （ Unitrode公司发布U- 97
及其参考文献）。的经验，略高值
斜率补偿（75％ ）可用于使交流
分量小相比于直流底座，典型
连续转换器的校准
电路实现
在电流控制模式的PWM集成电路，误差电压是gen-
erated在误差放大器的输出与比较
在PWM比较器的初级电流在该节点上，
从误差电压中减去补偿斜坡
或将其添加到主电流传感输入将具有
同样的效果：以减小脉冲宽度的函数的
占空比（时间）。它是更方便的添加的斜率
斜坡补偿的电流输入。的一部分
可在定时电容振荡器波形（C
T
)
将电阻求和与初级电流。这是
输入到PWM比较器的电流检测输入端。
图1.平均电流误差
恒定的输出电流
为了保持恒定的平均电流，独立的
占空比，一个斜坡补偿是必需的。降低
误差电压精确地TON的功能将终止
脉冲宽度越快。这缩小了占空比cre-
阿婷TON的恒定输出电流的独立，或
VIN 。该斜坡补偿只是为峰平均值
年龄电流差作为占空比的函数。产量
电流I1和I2是现在完全相同的占空比D1和
D2.
3-106
应用说明
所需的参数
斜率补偿计算
斜率补偿可之后的具体计算
电路的参数定义和计算。
部分
控制
参数
T于（最大）振荡器
AV振荡器（ PK- PK斜坡振幅）
我感觉阈值（最大值）
V次级（最小值）
输出L
我中学交流
（次级纹波电流）
R SENSE （电流检测电阻）
M（斜坡补偿的金额）
N匝比（ NP / NS）
U-111
产量
图4.简化电路
第1步：计算电感下坡
S（ L） =的di / dt = VSEd -SEC
（安培/秒）
第2步：计算反射下坡
到主
S（ L） ' = S （L） / N
（安培/秒）
第3步：计算等效下坡坡道
V S（ L） = S（ L） 'L R SENSE
（伏/秒）
第4步：计算振荡器充电斜率
（伏/秒）
V S（ OSC ） = D（ VOSC ）上/ T
第5步：生成的斜坡方程
用叠加，该电路可以表示为：
一般
一旦获得，计算斜率补偿
是简单的，使用下面的等式和
图。
图3.通用电路
电阻R1和R2构成的振荡电压分压器
器输出电流限制输入，叠加
在初级电流波形的斜率补偿。
电容器C1是交流耦合电容器，并允许
没有添加 - 所使用的振荡器的交流电压摆动
ING补偿电路。电容器C2构成的R-C滤波器与R1
为了抑制主电流的前缘毛刺
波。电阻器R2与R1之比将决定准确的
加斜坡补偿的金额。
为了确定该电阻值，电容
CT （定时） ，氯（耦合） ，和C2（过滤）可以是
从电路示意图除去。该振荡器的电压
（ VOSC ）是锯齿的峰 - 峰振幅
波形。简化的模型来表示原理图
matically在下面的电路。
这些计算可以适用于目前所有的模式CON-
使用类似的斜率补偿方案变流器。
3-l07
应用说明
等值，R1为1K欧姆简化上述计算
和选择电容器C2 ，用于滤波所述前缘
毛刺。使用最接近的标准值，以计算出的
R2的值将影响最小的向下的确切数额
坡介绍。是R 2是足够高的中是很重要的
性不加载下来I.C.振荡器，这样就造成
频移是由于斜率补偿斜坡
到R2。
U-111
4.计算斜坡振荡器的定时电容
S（ OSC ）=上最大D V OSC / T = 1.8 / 4.5 = 0.400 V / μS
斜率补偿（ M） = 0.75 5.设金额和
R1 = 1K
R2 = R1
v％的SC ）
V S（ L） ' 米
; R2 =
1 K 0.400
0.0192 0.75
= 27.4千欧姆
II 。栅极驱动器电路
大多数PWM IC的高电流图腾柱输出有
大大增强和简化MOSFET栅极驱动
电路。快速开关高功率FET的时候可以
要达到与近“直接”从PWM驱动器。
经常被忽视，只有两个外部元件
—
a
电阻和肖特基二极管，需要以确保正确
PWM的操作，同时提供高电流
驱动脉冲。
MOSFET的输入阻抗
典型的栅极 - 源极输入最FET的特性
揭示大约1500皮法电容的
一系列与源极电感的15纳亨。为了这
例如，该系列门限流电阻也不会
用来举例说明它的必要性。此外，图腾柱转录
电阻取值被替换为理想（无失真）的开关。一台DV / DT
每纳秒0.5伏率是典型的最高
速度的PWM ，将被引入。
图6.发射极跟随器电路
设计实例
—
斜率补偿计算
电路描述和参数列表：
拓扑结构：半桥转换器
输入电压： 85-132 VAC “倍增器配置”
输出： 5 VDC / 45 ADC
频率： 200千赫，T周期= 5.0 μS
牛逼死区时间： 500纳秒，T上的最大值= 4.5 μS
匝数比： 15/1 （ NP / NS）
V初级： 90 VDC最小，最大186
V二段最小： 6 VDC
R SENSE ： 0.25欧姆
我二段AC： 3.0安培（ <l0 ％I DC）
●输出： 5.16
h
1.计算电感下坡上
二次侧
S（ L） =的di / dt = VS C / LS C = 6 V / 5.16 μH = 1.16 A / μs的
2.计算转化电感斜率的
一次侧
S（ L） '= S（ L）的
NS / NP = 1.16
1/15 = 0.0775 A / μS
3.计算转化斜坡电压在
检测电阻器
V
S（ L） ' = S （L） ' 器Rsense = 7.72 1O
-2
0.250 =
1.9410
-2
V / μs的
假设R， L或C，无需外部电路的寄生效应
因此PWM的驱动LC谐振回路，无
衰减。驾驶功能是派生的15伏的脉冲
从辅助电源电压。所产生的电流
波形示于图8中，具有一个峰值电流
大约7安培的33的频
兆赫。
3-108
应用说明
从PWM输出到使用的肖特基二极管的
地面将纠正这两种情况。连接的
阳极接地，阴极到输出端，这将防止
从去过分低于地电位的输出电压，
并且也将提供一个电流通路。为了提高效率，
二极管选择应具有更小的正向电压降
0.3伏200毫安。最1至3安培二极管
表现出在室温以上这些性状。该二极管将
曲线中所示的阴影部分中进行
图10中，当电压为负，电流
是正的。目前允许不流通
该IC的性能产生负面影响。配售二极管
作为物理接近PWM尽可能将加强税务局局长
扣器的性能。电路实现完整的
驱动方案示于示意图。
功率MOSFET驱动电路
U-111
电感和寄生电容，除了
励磁电感和场效应管的栅极电容。税务局局长
扣器实现类似于前面的例子。
变压器耦合推挽式MOSFET驱动电路
图13 。
栅极峰值电流和上升时间计算
一些变化发生在MOSFET栅极期间
导通周期。作为栅极的阈值电压为止，
有效的栅极输入电容上升了约
15 ％和作为漏极电流流动时，电容
tance将增加一倍。栅极 - 源极电压保持相当
不变，而漏极电压下降。高峰
所需的栅极电流与光谱期间切换MOSFET的
后指定的开启时间可以通过使用以下近似
方程。
图11 。
变压器驱动电路也需要使用的
肖特基二极管，以防止一组类似的情况
从PWM输出发生。振铃下方
地是由变压器的漏大大增强
变压器耦合MOSFET驱动电路
数的概括可以适用于简化这个
方程。首先，让我们VGTH ，栅极导通阈值，等于
3伏。此外，假定克等于漏极电流Id
通过在栅极的阈值电压， dVgth的变化划分。为
大多数应用中， dVgth约为2.5伏为工具程序
FET的矩阵特殊积在其最大额定电流的75％。在
大多数离线电源，栅极阈值电压
漏极电压和一个小的百分比，可省去
从等式的最后部分经过NAT 。该公式
确定峰值驱动电流和导通时间使用
场效应管的参数，现在简化为：
D1 .D2 ： UC3611肖特基二极管阵列
图12 。
开关时间为50毫微秒的顺序被attain-
能够以大约峰值栅极电流
1
0.0安培在
许多实用的设计。更高的驱动电流obtain-
能够使用大多数的Unitrode电流模式的PWM从而可以
源和吸收高达1.5安培峰（ UC1825 ） 。驱动器IC
与同类输出图腾柱（ UC1707 ）是recom-
谁料用于并联MOSFET的高速应用。
请参见应用笔记U- 118
3-110
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