HV9906
初始版本
HV9906 FlexSwitch
特点
驱动一个或几百个LED灯，包括白色LED
可编程电流源（ mA至A）
可编程电压源（台阶向上或向下）
2
集成锁相环技术（ IL ）
o
内置软启动
o
允许间断反馈
o
消除了补偿元件
o
消除了输出平均滤波器
o
固有抖动降低EMI
消除高电压输入电解电容
最小，最可靠的离线解决方案
隔离或非隔离的应用程序
可从整流后的交流电源直接操作
10V至400V的输入电压范围内调节
<1.5毫安工作电源电流
可编程前馈调节
可编程反馈检测门限（ mV至V）
集成差分检测反馈
无缝地改变从AC到电池操作
TM
（简单的离线/ PFC & >9V DC / DC切换）
概述
Supertex公司HV9906允许的最小的开发
可能的话，最可靠，离线和宽DC / DC转换范围
转换器，用于驱动LED和其他应用程序。该HV9906
结合内部的所有直接操作所需的所有组件
从经整流的AC线路与一个反馈机制，该机制
消除滤波器&补偿元件，并且其可以
从一个不连续的波形（例如，关闭与反馈环路。
LED电流） 。
该HV9906可驱动multiconverters ，其中有
已经显示出提供给元件数量的最佳性能
折衷的广角转换范围的应用，如离线
转换器。适用multiconverters包括逆势&提高
的拓扑结构，在分离的&非隔离的配置，以及
功率因数校正的<1W拓扑可达150W 。
适当选择的外部元件将允许编程
电流从<1毫安几个安培，并允许加紧
或步进从输入下来，而不需要改变
组件。例如，相同的HV9906变换器名义上
调节至60VDC输出可以操作从12VDC，或者从
整流后的交流输入265V
RMS
.
该HV9906采用了可编程成反比快
前馈的算法来计算时间，一个新的输出
2
用可编程阈值集成锁相环（ IL ）的反馈
差分检测。感测到的反馈可以是正的或
负相对于地的信号可以是
不连续的。在某些拓扑结构这种控制方法允许
消除了笨重的输入滤波电容（小高电压
陶瓷或薄膜电容器需要保持一个高频
路径）。该算法具有一定的multiconverters这样使用时，
作为反激式降压，用一个固定的负载，导致在接近恒定
频率只有很小的抖动，帮助符合FCC
要求。
应用
LED驱动器
功率因数校正
恒定电流或电压源
电池充电器/ PWM家政用品
交通灯/路灯
平板显示器背光照明
广告招牌
汽车
典型应用电路
1N4007
D1 D2
12VDC到400VDC
or
65VAC至280VAC
D4 D3
C1
0.047uF
400V
NPN双极晶体管阵列或匹配2N2222
D5
MURS160
D6
MURS160
L2
15uH
Q1
Q2
Q3
负电压
C3
0.033uF
L1
56uH
D7
MURS160
C4
可选
Q25
-
+
LED-1
第1行
20mA
LED-1
第2行
20mA
LED-9
第2行
LED-10
第2行
LED-1
第3行
20mA
LED-9
第3行
LED-10
第3行
LED-1
排25
20mA
LED-9
排25
LED-10
排25
R1
8M
冯
R2
100k
C2
1uF
to
6.8uF
U1
门
NS
HV9906
PS
VDD
AGND
保护地
VIN +
M1
IRFBC30AF
R3
900k
R4
300k
R5
100
LED-9
第1行
1
07/23/02
Supertex公司，公司1235波尔多车道，桑尼维尔， CA 94089电话： （ 408 ） 744-0100传真： （ 408 ） 222-4895 www.supertex.com
HV9906
绝对最大额定值*
-0.3V到+ 450V
+V
IN
输入电压
-0.3V至+ 15V
V
DD
-0.3 + 10V
V
ON
脉宽控制电压
PS & NS引脚反馈电压
-0.3V至+ 10V
工作环境温度范围
-40 ° C至+ 85°C
工作结温范围
-40 ° C至+ 150°C
存储温度范围
-65 ° C至+ 150°C
热阻结到环境， SOIC
159°C/W
热阻结到外壳， SOIC
45°C/W
热阻结到环境，塑料DIP
110°C/W
热阻结到管壳，塑料DIP
35°C/W
*所有电压参考AGND和PGND连接在一起。
订购信息
8引脚塑料DIP
HV9906P
封装选项
8引脚SOIC
HV9906LG
骰子
HV9906X
电气特性
（除非另有说明
A
= 25°C)
符号
参数
民
典型值
最大
单位
T
A
条件
输入稳压器/ Vdd供电
+V
IN
+I
IN
V
DD （ REG）
V
UVLO
V
HYST
输入电压
输入电流
内部稳压器输出电压
欠压锁定阈值
欠压闭锁滞后
10
8.0
0.50
8.5
400
1.5
11
V
mA
V
V
V
*
*
*
衰减V
DD
UVLO下的典型
GATE引脚开路和f运行
最大
MOSFET栅极驱动输出
t
R
t
F
上升时间
下降时间
75
75
纳秒
纳秒
C
门
= 750pF
C
门
= 750pF
PWM
P （V
ON
)
P （V
ON
)
P
最大
f
民
f
最大
在V输出脉冲宽度
ON
在V输出脉冲宽度
ON
最大输出脉冲宽度
最小输出频率
最大输出频率
10
250
2
215
3.35
17.8
13.5
17
450
300
纳秒
微秒
微秒
千赫
千赫
V
ON
= 5.0V
V
ON
= 0.2V
V
ON
= 0V
电流检测
V
PS
V
NS
积极意义引脚电压
消极意义引脚电压
0.9
0.9
1
1
1.1
1.1
V
V
*
*
注： V
PS
和V
NS
匹配
注： V
PS
和V
NS
匹配
脉冲宽度控制电压前馈
V
ON
有效的脉冲宽度控制电压范围
0.2
6.0
V
*
在“*”表示该指标是适用于整个温度范围内（ -40 ° C至+ 85°C ）
2
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HV9906
引脚
引脚说明
+V
IN
–
该引脚为输入至内部线性调节器。
V
ON
该
通过一个电阻分压器施加到该引脚电压
从+ V
IN
控制门的输出的导通时间（脉冲宽度） 。
V
DD
–
该引脚是内部线性稳压器和输出
电源引脚的内部电路。它必须具有低的被绕过
ESR的电容器，以提供用于栅极驱动器的低阻抗路径
并且是能够存储足够的能量，以使电压确实的
在时间不腐烂低于UVLO阈值时，
输入电压是由调节所要求的最小值以下。
AGND =
该引脚用于模拟电路的公共连接。
门 -
该引脚用于驱动外部的栅极的输出的N-
沟道MOSFET。
PGND -
这是为在GATE驱动电路的公共连接。
NS =
该引脚为差动读出的负端
反馈电路。
PS =
该引脚为差动读出的正极端子
反馈电路。
__________________________________________________________________________________________________________________
VIN +
1
8
门
冯
2
HV9906
7
保护地
VDD
3
6
NS
AGND
4
5
PS
功能框图
VIN +
高压
调节器
UVLO
和
POR
带隙
参考
1V
VREF
VDD
冯
VDD
VDD
VREF
R
_
Q
Q
S
VCO
保护地
司机
门
C
C
AGND
复位脉冲
延迟
采样脉冲
延迟
VDD
1V
1V
NS
PS
3
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HV9906
功能说明
在HV9906包括以下功能块：
高电压调节器
带隙基准
欠压锁定和上电复位
压控振荡器
前馈通时间控制
差分检测电路和可编程参考
积分
采样和保持控制VCO
栅极驱动器
软启动
以下各节提供每个的详细说明
这些块。
高电压调节器
所有内部电路从标称10V时工作
DD
供应
通过能够接收输入的板载线性调节器提供
电压高达400V 。该稳压块反向电流流
从V
DD
到+ V
IN
如在当输入电压为一
全波整流正弦波。因此，如果有足够大的
旁路电容器（ >1μF ）连接到V
DD
中，所述的操作
可以在时间保持电路，当全波
整流后的输入电压低于稳压输出电压。
高工作频率和高输入电压应用会
导致在调节器增加了功耗。对于这些
应用程序的效率可以通过自举V得到改善
DD
销如果非隔离+ 10V输出是可用的。 Supertex公司的高
电压技术允许非常低的电流调节器，而不是
一分流器，来驱动集成电路。这使得可以连续地
从AC线路经营IC，内部热限制&无
引导，在某些应用中。
带隙基准
作为调节器接通和V
DD
电压上升时，带隙
参考被激活建立的调控点
调节器，并为内部所需的参照
电路。引用是严格的内部和不可用
该装置的任何引脚。
欠压锁定和上电复位
在初始功率应用的高输入电压（高达400V ）
线性稳压充电连接到V的电容器
DD
并寻求
提供稳定的电源的内部电路。欠压
锁定（UVLO）保持电压控制振荡器（ VCO）的
被禁止，直到V
DD
供应高于标称8.5V和
上电复位（POR）夹住试样中的电容器和
持和积分器电路低的很短的时间之后，从而
压控振荡器设定的最低频率状态。在UVLO有
0.5V的滞后，以防止因纹波V误触发
DD
.
压控振荡器
压控振荡器（VCO）的周期被确定
通过，而前馈采样和保持电路的输出
从V控制
ON
引脚提供快速直接控制振荡器
输出上的时间。对于非正常工作情况下的VCO可
被驱动到它的最大频率和导通时间可能超过
所述振荡器的周期。这将导致循环跳跃或
有效地减少输出频率由一个整数因子。
最不否定
传感节点
相对于1伏
前馈通时间控制
输出信号到所述栅极驱动器是由一个锁存器是控制
由VCO的输出置位和复位由前馈按时
控制，从而将电压施加于V
ON
引脚可直接与
连续控制时间的栅极驱动。在对的时间
反比于所施加的电压和有一个
内部设置的限制时间（ 17.8μS ）最大值，使得0V将
不会对时间无限。请参阅“编程准时”
在设计信息部分。
在连续导通模式与恒定的能量运作
传送每个周期一个电阻分压器从输入电压是
连接至V
ON
引脚，从而提供快速的前馈输入
调节控制。这个控制环可以很容易地跟踪纠正
在50Hz输入电压的正弦波，60赫兹或400赫兹提供
连接在V电容器
DD
可以存储足够的能量以
防止在时间低于UVLO阈值衰减时，
在+ V整流正弦波输入电压
IN
低于10V 。对于100V
50Hz的整流正弦波一个3.3μF电容连接到V
DD
is
足以保证稳定的运行。
对于功率因数校正应用的输入电压峰值
检测器或低通滤波器可被用来驱动在V
ON
引脚。这
将提供关于时间的控制电压基本上恒定
导致每直接振荡器周期的能量传递
正比于输入电压。
差分检测电路和可编程参考
下面的简化等效电路是为了澄清
操作与该电路的编程。
VDD
+1V
20pF
+1V
PS
R
PS
为了采样和保持
比较
R
NS
NS
最负
传感节点
相对于+为1V
这个差动读出电路通常用于监视输出
电压或功率转换器的电流。该电路由工作
无论从PS和NS引脚源电流（典型5μA ）
这是调节在额定为+ 1V和控制环路的目的是
保持一个感测节点的电压（两端电压一电流检测
电阻或跨电阻分压的电压） ，这将使
NS和PS的电流相等。调控是建立在有
是在PS和NS销零电流差。这种差别
共模感的方法降低噪音敏感度和
使用户能够定义所感测的电压的量值
（即+ 100mV的高效率或-2.5V逃避本底噪声）
从而有效的参考，所提供的感测节点处
大于+ 1V相对于地面以下。
4
07/23/02
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HV9906
功能描述 -
持续
所感测的节点之间的电压差将所需要的
串联的NS和PS引脚选择的电阻值的那
将导致电流平衡。而平衡，也能够实现
如果既没有检测到的节点处于地电位，必须小心，以
保证所检测的节点的动态电压偏移
的设计工作范围（例如50kHz至250kHz的）内
特定的应用不会导致共模电流
在PS和NS销摆动，将导致的饱和
集成商。
饱和度低于最低频率
该应用程序的工作频率允许*由于通过设计
该电路将软从最低频率开始。
要在+ 0.5V感测节点的电压相对于规范
地从NS引脚连接一个200kΩ的电阻到地
传感元件和一个100kΩ的电阻从PS销到年底
感测元件的+ 0.5V端。自上的电压降
200kΩ的电阻器，连接到的NS销为1V ，一个参考电流
5μA的建立。为了实现在PS引脚电流平衡
感测节点必须上升到+ 0.5V 。
用于调节-1V的感测节点的电压相对于地
从PS引脚连接一个200kΩ的电阻的接地端
传感元件和一个400kΩ电阻从NS引脚到-1V
读出元件的端部。因为在200kΩ的电压降
电阻器连接到PS销是1V， 5μA的基准电流
被建立。为了实现在NS引脚电流平衡
感知节点必须下降到-1V 。
为了计算所需的电阻值，请参阅“编程
在设计信息部分检测输入“ 。
积分
差动读出电路的差分输出电流被馈
两个匹配的内部20pF的电容构成
微分积分器电路。这些公差综合
电容器通常是
±5%,
然而，由于它们是匹配的，
它们的绝对值只影响积分的峰值电压。
工作在最低频率导致的最高峰
电压上的积分，如果峰值电压将饱和
对电容器超过6V时，致使调节的丧失。
这必须在该值决定时要考虑
中的PS和NS引脚的感测电流。在信号
感测节点可以是不连续的（即控制平均
输出电流转换成发光二极管），因为信号是周期平均通过
微分积分。积分器的差分输出是
馈送到采样和保持比较器。
*从最低频率的电路的软启动，因此它是
极有可能是集成商将在启动过程中饱和。通过
设计VCO频率将在一个事件被递增
饱和的状态下，从而保证该电路将启动。
采样和保持控制VCO
差分积分器的周期平均输出
由采样和保持的窗口比较器比较
电路。如果差分积分器的输出是不相等的样品
和保持电路递增或递减的VCO控制电压
通过产生一个更短或更长之后的固定的小步骤
VCO的周期，从而增加或减少频率。当
从差动积分的周期平均信号
几乎相等（比较器的滞环带内）的
采样和保持功能停止和关闭时间不变。
由于频率增加或减少的小的固定
在每个周期结束时的步骤的频率增加的速率或
降低是频率的函数，从而该振荡器
频率会发生变化指数。
以这种方式在集成锁相环（ IL）的反馈控制
振荡频率根据一个周期平均检测值向
维持输出稳压。对于某些脱线的拓扑结构，所述
结果近固定频率操作固定负载用
几kHz ，这有助于满足FCC的抖动进行
排放要求。
栅极驱动器
栅极驱动器缓冲器的VCO的输出，并提供
足够的栅极驱动功率达到以下上升和下降时间
75nS到750pF等效MOSFET的栅极。欠压
锁定（UVLO）可以确保足够的电压可用来驱动
的标准或逻辑电平阈值的MOSFET的栅极。
软启动
在初始功率应用的UVLO和POR复位输出
锁存器并设置VCO的最低频率的状态，这
表示每VCO周期的最低功率传输。此后，
差动读出反馈环路递增的频
小的步骤，增加了功率传递速率，直到输出
调节实现的，从而提供所需要的软起动
功能。
2
5
07/23/02
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HV9906
HV9906 FlexSwitch
特点
驱动一个或几百个LED灯，包括白色LED
可编程电流源（ mA至A）
可编程电压源（台阶向上或向下）
集成锁相环技术（ IL
2
)
o
内置软启动
o
允许间断反馈
o
消除了补偿元件
o
消除了输出平均滤波器
o
固有抖动降低EMI
消除高电压输入电解电容
最小，最可靠的离线解决方案
隔离或非隔离的应用程序
可从整流后的交流电源直接操作
10V至400V的输入电压范围内调节
<1.5毫安工作电源电流
可编程前馈调节
可编程反馈检测门限（ mV至V）
集成差分检测反馈
TM
（简单的离线/ PFC & >9V DC / DC切换）
概述
Supertex公司HV9906允许的最小的开发
可能的话，最可靠，离线和宽DC / DC转换范围
转换器，用于驱动LED和其他应用程序。该HV9906
结合内部的所有直接操作所需的所有组件
从经整流的AC线路与一个反馈机制，该机制
消除了补偿元件。
该HV9906可驱动串联转换器（多
转换器），其已经显示出提供最佳
性能组件数量权衡的广角转换
范围的应用，如脱线变换器具有或不具有功率
因数校正（PFC ） 。笨重和不可靠的电解电容
可以替换为较低的值的非电解的人或
使用HV9906的时候完全消除。
适当选择的外部元件将允许编程
的电流从<1毫安到数安培。
该HV9906采用了可编程成反比快
前馈的算法来计算时间，一个新的输出
集成锁相环（ IL
2
具有可编程阈值）的反馈
差分检测。感测到的反馈可以是正的或
负相对于地的信号可以是
不连续的。该算法具有一定的多用时
转换器，例如反激式降压，用一个固定的负荷，结果在
接近恒定的频率，只有很小的抖动，这有助于满足
FCC要求。
应用
LED驱动器
功率因数校正
恒定电流或电压源
电池充电器/ PWM家政用品
交通灯/路灯
平板显示器背光照明
广告招牌
典型应用电路
1
9/20/2004
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HV9906
绝对最大额定值*
-0.3V到+ 450V
+V
IN
输入电压
-0.3V至+ 15V
V
DD
V
ON
脉宽控制电压
-0.3 + 10V
PS & NS引脚反馈电压
-0.3V至+ 10V
工作环境温度范围
-40 ° C至+ 85°C
工作结温范围
-40 ° C至+ 150°C
存储温度范围
-65 ° C至+ 150°C
热阻结到环境， SOIC
159°C/W
热阻结到外壳， SOIC
45°C/W
热阻结到环境，塑料DIP
110°C/W
热阻结到管壳，塑料DIP
35°C/W
*所有电压参考AGND和PGND连接在一起。
订购信息
封装选项
8引脚塑料DIP
8引脚SOIC
HV9906P
HV9906LG
电气特性
（除非另有说明
A
= 25
°
C)
符号
参数
民
典型值
最大
单位
T
A
条件
输入稳压器/ Vdd供电
+V
IN
+I
IN
V
DD （ REG）
V
DD （ REG）
V
UVLO
V
HYST
输入电压
输入电流
内部稳压器输出电压
内部稳压器输出电压
欠压锁定阈值
欠压闭锁滞后
10
10
8.0
0.50
12
400
1.5
11.5
12.5
V
mA
V
V
V
V
* UVLO下的典型
*门引脚开路和f运行
最大
*
*
V
IN
= 12V
V
IN
= 400V
衰减V
DD
MOSFET栅极驱动输出
t
R
t
F
上升时间
下降时间
75
75
纳秒
纳秒
C
门
= 750pF
C
门
= 750pF
PWM
P （V
ON
)
P （V
ON
)
P
最大
f
民
f
最大
在V输出脉冲宽度
ON
在V输出脉冲宽度
ON
最大输出脉冲宽度
最小输出频率
最大输出频率
10
250
2
215
3.35
17.8
13.5
17
450
300
纳秒
微秒
微秒
千赫
千赫
V
ON
= 5.0V
V
ON
= 0.2V
V
ON
= 0V
电流检测
V
PS
V
NS
积极意义引脚电压
消极意义引脚电压
0.9
0.9
1
1
1.1
1.1
V
V
*注： V
PS
和V
NS
匹配
*注： V
PS
和V
NS
匹配
脉冲宽度控制电压前馈
V
ON
有效的脉冲宽度控制电压范围
0.2
6.0
V
*
在“*”表示该指标是适用于整个温度范围内（ -40 ° C至+ 85°C ）
2
9/20/2004
Supertex公司，公司1235波尔多车道，桑尼维尔， CA 94089电话： （ 408 ） 222-8888传真： （ 408 ） 222-4895 www.supertex.com
HV9906
引脚
引脚说明
+V
IN
–
该引脚为输入至内部线性调节器。
V
ON
该
通过一个电阻分压器施加到该引脚电压
从+ V
IN
控制门的输出的导通时间（脉冲宽度） 。
V
DD
–
该引脚是内部线性稳压器和输出
电源引脚的内部电路。它必须具有低的被绕过
ESR的电容器，以提供用于栅极驱动器的低阻抗路径
并且是能够存储足够的能量，以使电压确实的
在时间不腐烂低于UVLO阈值时，
输入电压是由调节所要求的最小值以下。
AGND =
该引脚用于模拟电路的公共连接。
门 -
该引脚用于驱动外部的栅极的输出的N-
沟道MOSFET。
VIN +
1
8
门
冯
2
HV9906
7
保护地
VDD
3
6
NS
AGND
4
5
PS
PGND -
这是为在GATE驱动电路的公共连接。
NS =
该引脚为差动读出的负端
反馈电路。
PS =
该引脚为差动读出的正极端子
反馈电路。
__________________________________________________________________________________________________________________
功能框图
VIN +
高压
调节器
UVLO
和
POR
带隙
参考
1V
VREF
VDD
冯
VDD
VDD
VREF
R
_
Q
Q
S
VCO
保护地
司机
门
C
C
AGND
延迟
复位脉冲
采样脉冲
延迟
VDD
1V
1V
NS
PS
3
9/20/2004
Supertex公司，公司1235波尔多车道，桑尼维尔， CA 94089电话： （ 408 ） 222-8888传真： （ 408 ） 222-4895 www.supertex.com
HV9906
功能说明
在HV9906包括以下功能块：
高电压调节器
带隙基准
欠压锁定和上电复位
压控振荡器
前馈通时间控制
差分检测电路和可编程参考
积分
采样和保持控制VCO
栅极驱动器
软启动
以下各节提供每个的详细说明
这些块。
高电压调节器
所有内部电路从标称10V时工作
DD
供应
通过能够接收输入的板载线性调节器提供
电压高达400V 。该稳压块反向电流流
从V
DD
到+ V
IN
如在当输入电压为一
全波整流正弦波。因此，如果有足够大的
旁路电容器（ >1μF ）连接到V
DD
中，所述的操作
可以在时间保持电路，当全波
整流后的输入电压低于稳压输出电压。
高工作频率和高输入电压应用会
导致在调节器增加了功耗。对于这些
应用程序的效率可以通过自举V得到改善
DD
销如果非隔离+ 10V输出是可用的。 Supertex公司的高
电压技术允许非常低的电流调节器，而不是
一分流器，来驱动集成电路。这使得可以连续地
从AC线路经营IC，内部热限制&无
引导，在某些应用中。
带隙基准
作为调节器接通和V
DD
电压上升时，带隙
参考被激活建立的调控点
调节器，并为内部所需的参照
电路。引用是严格的内部和不可用
该装置的任何引脚。
欠压锁定和上电复位
在初始功率应用的高输入电压（高达400V ）
线性稳压充电连接到V的电容器
DD
并寻求
提供稳定的电源的内部电路。欠压
锁定（UVLO）保持电压控制振荡器（ VCO）的
被禁止，直到V
DD
供应高于标称8.5V和
上电复位（POR）夹住试样中的电容器和
持和积分器电路低的很短的时间之后，从而
压控振荡器设定的最低频率状态。在UVLO有
0.5V的滞后，以防止因纹波V误触发
DD
.
压控振荡器
压控振荡器（VCO）的周期被确定
通过，而前馈采样和保持电路的输出
从V控制
ON
引脚提供快速直接控制振荡器
输出上的时间。对于非正常工作情况下的VCO可
被驱动到它的最大频率和导通时间可能超过
所述振荡器的周期。这将导致循环跳跃或
有效地减少输出频率由一个整数因子。
最不否定
传感节点
相对于1伏
前馈通时间控制
输出信号到所述栅极驱动器是由一个锁存器是控制
由VCO的输出置位和复位由前馈按时
控制，从而将电压施加于V
ON
引脚可直接与
连续控制时间的栅极驱动。在对的时间
反比于所施加的电压和有一个
内部设置的限制时间（ 17.8μS ）最大值，使得0V将
不会对时间无限。请参阅“编程准时”
在设计信息部分。
在连续导通模式与恒定的能量运作
传送每个周期一个电阻分压器从输入电压是
连接至V
ON
引脚，从而提供快速的前馈输入
调节控制。这个控制环可以很容易地跟踪纠正
在50Hz输入电压的正弦波，60赫兹或400赫兹提供
连接在V电容器
DD
可以存储足够的能量以
防止在时间低于UVLO阈值衰减时，
在+ V整流正弦波输入电压
IN
低于10V 。对于100V
50Hz的整流正弦波一个3.3μF电容连接到V
DD
is
足以保证稳定的运行。
对于功率因数校正应用的输入电压峰值
检测器或低通滤波器可被用来驱动在V
ON
引脚。这
将提供关于时间的控制电压基本上恒定
导致每直接振荡器周期的能量传递
正比于输入电压。
差分检测电路和可编程参考
下面的简化等效电路是为了澄清
操作与该电路的编程。
VDD
+1V
20pF
PS
R
PS
为了采样和保持
比较
+1V
NS
R
NS
最负
传感节点
相对于+为1V
这个差动读出电路通常用于监视输出
电压或功率转换器的电流。该电路由工作
无论从PS和NS引脚源电流（典型5μA ）
这是调节在额定为+ 1V和控制环路的目的是
保持一个感测节点的电压（两端电压一电流检测
电阻或跨电阻分压的电压） ，这将使
NS和PS的电流相等。调控是建立在有
是在PS和NS销零电流差。这种差别
共模感的方法降低噪音敏感度和
使用户能够定义所感测的电压的量值
（即+ 100mV的高效率或-2.5V逃避本底噪声）
从而有效的参考，所提供的感测节点处
大于+ 1V相对于地面以下。
为了确保严密监管， 10nF的陶瓷或薄膜电容
从PS和NS接地，分别需要。这些电容器
确保从电源供应，并进一步匹配的压摆率
同时提供跨导器的主极点补偿。
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HV9906
功能描述 -
持续
所感测的节点之间的电压差将所需要的
串联的NS和PS引脚选择的电阻值的那
将导致电流平衡。而平衡，也能够实现
如果既没有检测到的节点处于地电位，必须小心，以
保证所检测的节点的动态电压偏移
的设计工作范围（例如50kHz至250kHz的）内
特定的应用不会导致共模电流
在PS和NS销摆动，将导致的饱和
集成商。
饱和度低于最低频率
该应用程序的工作频率允许*由于通过设计
该电路将软从最低频率开始。
要在+ 0.5V感测节点的电压相对于规范
地从NS引脚连接一个200kΩ的电阻到地
传感元件和一个100kΩ的电阻从PS销到年底
感测元件的+ 0.5V端。自上的电压降
200kΩ的电阻器，连接到的NS销为1V ，一个参考电流
5μA的建立。为了实现在PS引脚电流平衡
感测节点必须上升到+ 0.5V 。
用于调节-1V的感测节点的电压相对于地
从PS引脚连接一个200kΩ的电阻的接地端
传感元件和一个400kΩ电阻从NS引脚到-1V
读出元件的端部。因为在200kΩ的电压降
电阻器连接到PS销是1V， 5μA的基准电流
被建立。为了实现在NS引脚电流平衡
感知节点必须下降到-1V 。
为了计算所需的电阻值，请参阅“编程
在设计信息部分检测输入“ 。
积分
差动读出电路的差分输出电流被馈
两个匹配的内部20pF的电容构成
微分积分器电路。这些公差综合
电容器通常是
±5%,
然而，由于它们是匹配的，
它们的绝对值只影响积分的峰值电压。
工作在最低频率导致的最高峰
电压上的积分，如果峰值电压将饱和
对电容器超过6V时，致使调节的丧失。
这必须在该值决定时要考虑
中的PS和NS引脚的感测电流。在信号
感测节点可以是不连续的（即控制平均
输出电流转换成发光二极管），因为信号是周期平均通过
微分积分。积分器的差分输出是
馈送到采样和保持比较器。
*从最低频率的电路的软启动，因此它是
极有可能是集成商将在启动过程中饱和。通过
设计VCO频率将在一个事件被递增
饱和的状态下，从而保证该电路将启动。
采样和保持控制VCO
差分积分器的周期平均输出
由采样和保持的窗口比较器比较
电路。如果差分积分器的输出是不相等的样品
和保持电路递增或递减的VCO控制电压
通过产生一个更短或更长之后的固定的小步骤
VCO的周期，从而增加或减少频率。当
从差动积分的周期平均信号
几乎相等（比较器的滞环带内）的
采样和保持功能停止和关闭时间不变。
由于频率增加或减少的小的固定
在每个周期结束时的步骤的频率增加的速率或
降低是频率的函数，从而该振荡器
频率会发生变化指数。
以这种方式在集成锁相环（伊利诺斯
2
）反馈控制
振荡频率根据一个周期平均检测值向
维持输出稳压。对于某些脱线的拓扑结构，所述
结果近固定频率操作固定负载用
几kHz ，这有助于满足FCC的抖动进行
排放要求。
栅极驱动器
栅极驱动器缓冲器的VCO的输出，并提供
足够的栅极驱动功率达到以下上升和下降时间
75nS到750pF等效MOSFET的栅极。欠压
锁定（UVLO）可以确保足够的电压可用来驱动
的标准或逻辑电平阈值的MOSFET的栅极。
软启动
在初始功率应用的UVLO和POR复位输出
锁存器并设置VCO的最低频率的状态，这
表示每VCO周期的最低功率传输。此后，
差动读出反馈环路递增的频
小的步骤，增加了功率传递速率，直到输出
调节实现的，从而提供所需要的软起动
功能。
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