FL6961 - 单级反激式和边界模式PFC控制器，用于照明
2012年1月
FL6961
单级反激式和边界模式PFC
控制器照明
特点
边界模式PFC控制器
低输入电流THD
受控接通时间PWM
零电流检测
逐周期电流限制
前沿消隐相反的RC滤波
低启动电流： 10μA典型
低工作电流：典型4.5毫安
反馈开环保护
可编程最大导通时间（ MOT ）
输出过压钳位保护
输出电压钳位： 16.5V
描述
该FL6961是用于普通照明电源控制器
由低到需要电力的高功率流明应用
因数校正。它是专为反激或升压
在边界模式转换操作。
该FL6961提供受控导通时间来调节
输出直流电压，达到自然功率因数
校正（PFC） 。导通时间的外部的最大
开关是可编程的，以确保在安全运行
AC电压过低。创新的多向量误差放大器
提供了快速瞬态响应和精确的输出
电压钳位。内置的电路将禁用控制器
如果输出反馈环路被打开。启动
电流小于20μA低，工作电流是
比6毫安少。电源电压可高达25V，
最大限度地提高了应用的灵活性。
应用
一般LED照明
工业，商业及住宅照明灯
户外照明：街道，道路，停车场，
建筑和装饰LED照明
订购信息
产品型号
FL6961MY
工作温度
范围
-40°C至+ 125°C
包
8引脚小外形封装（ SOP ）
包装方法
磁带&卷轴
2010仙童半导体公司
FL6961 版本1.0.2
www.fairchildsemi.com
FL6961 - 单级反激式和边界模式PFC控制器，用于照明
应用框图
图1 。
典型应用电路的升压转换器
图2中。
典型应用电路的单级PFC变换器
框图
MOT
3
2.65V
COMP
2
OVP
2.75V
2.3V
0.45V
INV 1
2.5V
LEB
4
CS
锯齿
发电机
THD
优化
V
极限
V
CC
8
电压
调节器
国内
供应
V
REF
V
CC
UVLO
9R
R
Q
2.1V/1.75V
抑制
定时器
V
ZCDHYS
= 0.35V
S
16.5V
1R
2.75V
V
CC_on
= 12V
V
CC_off
= 9.5V
7 GATE
关闭
GND 6
10V
5
ZCD
图3.功能块图
2010仙童半导体公司
FL6961 版本1.0.2
www.fairchildsemi.com
2
FL6961 - 单级反激式和边界模式PFC控制器，用于照明
标识信息
F-
飞兆半导体的标志
Z-工厂代码
X-年代码
Y-周码
TT ：模具运行代码
T：封装类型（M = SOP ）
P： Z：无铅
Y：绿色复合
M：制造流程守则
图4.标识信息
FL6961
TPM
引脚配置
图5中。
引脚配置（顶视图）
引脚德网络nitions
针＃
1
2
3
名字
INV
COMP
MOT
描述
反相误差放大器的输入端。
INV是通过一个电阻连接到所述转换器的输出
分频器。该引脚也可以用作过电压钳位和开环反馈保护。
输出误差放大器洱。
创建一个精确钳位保护，补偿网络
与此引脚与GND建议。
最大导通时间。
从MOT接GND的电阻来确定时间的最大值
外部功率MOSFET 。所述转换器的最大输出功率是一个函数
最大导通时间。
电流检测。
输入到过电流保护比较器。当跨越感测到的电压
感测电阻器到达内部阈值（ 0.8V ）时，开关被关断，以激活的逐
逐周期电流限制。
零电流检测。
该引脚通过一个电阻，以检测连接到辅助绕组
过零的开关电流。当检测到过零点，一个新的切换周期是
开始。如果它被连接到GND，该设备处于关闭状态。
地面上。
电源地和信号地。之间放置一个0.1μF的去耦电容
V
CC
并建议GND 。
驱动器输出。
图腾柱驱动输出，以驱动外部功率MOSFET 。钳位栅极
输出电压为16.5V 。
电源。
驱动器和控制电路的电源电压。
4
CS
5
6
7
8
ZCD
GND
门
V
CC
2010仙童半导体公司
FL6961 版本1.0.2
www.fairchildsemi.com
3
FL6961 - 单级反激式和边界模式PFC控制器，用于照明
绝对最大额定值
应力超过绝对最大额定值可能会损坏设备。该设备可能不能正常运行或
操作上面推荐的工作条件，并强调部分这些级别是不推荐的。
此外，过度暴露在高于推荐的工作条件下，会影响器件的可靠性。
绝对最大额定值仅为应力额定值。所有电压值，除了差分电压，给出用
对于GND引脚。
符号
V
VCC
V
高
V
低
V
ZCD
P
D
T
J
θ
JA
θ
JC
T
英镑
T
L
ESD
直流电源电压
栅极驱动器
参数
分钟。
-0.3
-0.3
-0.3
-40
马克斯。
30
30.0
7.0
12.0
660
+150
150
39
单位
V
V
V
V
mW
C
° C / W
° C / W
C
C
KV
V
其他（ INV ， COMP ， MOT ， CS ）
输入电压为ZCD引脚
功耗
工作结温
热阻（结到空气）
热阻（结到外壳）
存储温度范围
焊接温度（波峰焊或IR ， 10秒）
人体模型： JESD22- A114
机器型号： JESD22- A115
-65
+150
+230
2.5
200
推荐工作条件
推荐的操作条件表德网络网元设备的实际运行情况。推荐
工作条件规定，以确保最佳性能达到数据表规格。飞兆半导体不
建议超过或设计，以绝对最大额定值。
符号
T
A
参数
工作环境温度
分钟。
-40
典型值。
马克斯。
+125
单位
C
2010仙童半导体公司
FL6961 版本1.0.2
www.fairchildsemi.com
4
FL6961 - 单级反激式和边界模式PFC控制器，用于照明
电气特性
除非另有说明，V
CC
= 15V和T
J
= -40 ℃至150 ℃。电流定义为正进入设备和负
从设备中。
符号
V
CC
部分
V
CC- OP
V
CC -ON
V
CC -OFF
I
CC- ST
I
CC- OP
V
CC- OVP
参数
连续工作电压
导通阈值电压
关断阈值电压
启动电流
工作电源电流
V
DD
过电压保护水平
条件
分钟。
典型值。
马克斯。
24.5
单位
V
V
V
A
mA
V
s
11.5
8.5
V
CC
=V
CC -ON
– 0.16V
V
CC
=12V, V
CS
=0V,
C
L
= 3nF的，女
SW
=60KHz
26.8
12.5
9.5
10
4.5
27.8
30
13.5
10.5
20
6
28.8
t
D- VCCOVP
V
DD
过电压保护防抖
误差放大器部分
V
REF
Gm
V
INVH
V
INVL
参考电压
跨
钳高电压反馈
低钳位电压反馈
2.25
4.8
1.15
2.70
0.40
V
INV
=2.35V, V
COMP
=1.5V
V
INV
=1.5V
V
INV
=2.65V, V
COMP
=5V
10
550
10
2.475
2.500
125
2.65
2.30
2.525
V
μmho
2.70
V
V
V
V
淘汰高
输出高电压
V
OZ
V
INV- OVP
V
INV- UVP
零占空比输出电压
过电压保护INV输入
欠压保护INV输入
源出电流
灌电流
电流检测科
V
PK
t
PD
t
LEB
阈值电压，峰值电流限制
逐周期的限
传播延迟
R
MOT
= 24kΩ ，V
COMP
=5V
前沿消隐时间
R
MOT
=24k,
V
COMP
=V
OZ
+50mV
1.25
2.75
0.45
20
800
20
1.35
2.80
0.50
V
V
V
I
COMP
μA
0.77
0.82
0.87
200
V
ns
ns
400
270
500
350
门部分
V
Z
-
OUT
V
OL
V
OH
t
R
t
F
输出电压最大值（钳）
输出电压低
输出电压高
上升时间
下降时间
V
CC
=25V
V
CC
= 15V ，我
O
=100mA
V
CC
= 14V ，我
O
=100mA
V
CC
= 12V ，C
L
=3nF,
20~80%
V
CC
= 12V ，C
L
=3nF,
80~20%
8
80
40
14.5
16.0
17.5
1.4
V
V
V
ns
ns
续下页...
2010仙童半导体公司
FL6961 版本1.0.2
www.fairchildsemi.com
5
www.fairchildsemi.com
AN-9736
的AC -DC转换器设计指南采用FL6961 &
FL6300A为70W的LED照明
摘要
本应用笔记介绍了一种设计策略的电源
因数校正（PFC）电路和高功率
使用FL6961和FL6300A转换效率。基于
这种设计准则，每几个功能
控制器，用于LED照明应用的设计实例
详细的参数说明了性能。
开关（ZVS）或近零电压开关（也称为谷值开关）
的升压开关。的二维反激式转换器的直流 - 直流
转换获得更高的效率比传统的
硬开关转换器与谷值开关。
该FL6961提供受控导通时间来调节
输出直流电压，达到自然功率因数
校正。导通时间开关的最大值是
可编程的，以确保交流期间安全运行
限电。该FL6300A确保可靠
thepower系统
工作在广泛的线上准谐振操作
电压和降低开关损耗，以最大限度地降低开关
电压在功率MOSFET的漏极。为了最大限度地减少
待机功耗和提高轻载
效率，专有的绿色模式提供了关断时间
调制来降低开关频率，并执行
扩展谷值电压开关保持在最低水平
开关电压。
介绍
图1显示了典型的应用电路，与BCM
PFC变换器中的前端和准谐振（QR）
反激式转换器的后端。 FL6961和FL6300A
实现高效率，成本相对较低
75 200W应用BCM和QR操作
一台交换机的最佳显示性能。 BCM PFC升压
转换器可以实现更好的效率与成本低于
连续导通模式（ CCM ）升压PFC转换器。
这些得益于消除反接，导致
升压二极管和零电压的恢复损耗
图1.典型应用电路
2011仙童半导体公司
修订版1.0.0 11年4月8日
www.fairchildsemi.com
AN-9736
应用说明
准2.工作原理
谐振反激式转换器
QR反激转换器拓扑结构可以从一个衍生
传统的方波，脉冲宽度调制（PWM ） ，
反激式转换器，无需额外的组件。图6
以及图7示出了准的简化电路图
谐振反激式转换器及其典型波形。
图6. QR反激式转换器的原理
QR反激式转换器图7.典型波形
2.1 。工作原理
在上一次的MOSFET （T
ON
） ，输入电压
(V
IN
）是在初级侧电感器施加
(L
m
） 。 MOSFET的电流（I
DS
）线性增加
从零到峰值（我
pk
） 。在这段时间内，
将能量从输入绘制和存储在
电感器。
当MOSFET截止时，能量存储
在电感器的力量整流二极管（D）转
上。在ON时，二极管（T
D
），输出
电压（VO）在次级侧施加
电感器和二极管电流（I
D
）减少
线性地从峰值到零。在结束时
t
D
中，所有存储在电感中的能量已经
传递到输出端。在此期间，该
输出电压被反射到初级侧的
V
O
N
P
/N
S
。然后，输入电压之和（Ⅴ
IN
)
和反射输出电压（ Vo
P
/N
S
）是
MOSFET两端的罚款。
当二极管电流达到零时，漏 -
源极电压（V
DS
）开始由振荡
初级侧电感器之间的谐振（长
m
)
与MOSFET的输出电容器（C
OSS
）与
V的幅度
O
N
P
/N
S
V对偏移
IN
作为
描绘在图7，准谐振开关是
通过接通MOSFET当V达到
DS
达到其最小值。这降低了
MOSFET的导通所造成的开关损耗
漏极和源极之间的电容负载
的场效应晶体管。
3.设计注意事项
这个设计过程使用示意图在图1中作为
参考。一个70W PFC应用程序与通用输入
范围内选择作为设计示例。设计
特定网络阳离子是：
电源电压范围： 90 277V
AC
(60Hz)
的DC -DC转换器输出： 24V / 2.9A （ 70W ）
PFC输出电压为线电压： 420V
最小PFC开关频率： > 58KHZ
最小的QR反激式开关频率： > 50kHz的
总体效率： 90 ％ （ PFC ： 95 ％ ， QR ： 95 ％ ）
3.1 。 PFC部分
3.1.1 。升压电感设计
升压电感器值是通过将输出功率来确定
和最小开关频率。电压 - 第二
平衡方程为电感为：
V
IN
t · t
ON
f
SW ，
民
V
O.PFC
1
t
ON
t
关闭
V
IN
t
1
t
ON
·
· t
关闭
V
O.PFC
√2V
LINE
V
O.PFC
(4)
(5)
其中，V
IN
（t）是已整流线路电压。
V
LINE
是RMS线路电压;
t
ON
是MOSFET的导通时间;和
V
O.PFC
是PFC的输出电压。
2011仙童半导体公司
修订版1.0.0 11年4月8日
www.fairchildsemi.com
3
AN-9736
应用说明
MOSFET的导通时间与在一个给定的线电压
标称输出功率由下式给出：
t
ON
2 · P
OUT
· L
η · V
LINE
其中：
是整体的效率;
L是升压电感;和
P
OUT
是额定输出功率。
(6)
（设计范例）
由于输出电压是420V为线
电压，最低频率出现在高线
(277V
AC
）和满载状态。假设整体
效率为90％，选择最小频率作为
58KHZ ，电感值被获得为：
L
η · V
LINE MAX
V
O.PFC
√2V
LINE MAX
·
2 · P
OUT
· f
SW 。 MIN
V
O.PFC
420 √2 · 277
0.9 · 277
·
570H
420
2 · 70 · 58 10
使用等式5的最小开关频率
式（6）可以表示为：
f
SW 。
民
η · V
LINE
V
O.PFC
√2V
LINE
·
2 · P
OUT
· L
V
O.PFC
(7)
最大峰值电感电流在额定输出
功率的计算公式为：
I
L.pk
t
马克斯
2√2 · P
OUT
2√2 · 70
2.44 A
η · V
LINE.MIN
0.9 90
2 · P
OUT
· L
2 · 70 · 570 10
η · V
LINE MIN
0.9 90
10.9s
20s
如示于图5中，考虑一个交流线电压
周期，最小开关频率发生在峰
交流线电压。此外，最小的开关
频率可能会发生在交流最大或最小输入
电压，根据输出电压。因此，
计算最大和最小输入电压
选择较低的电感值。一旦输出
电压和最小开关频率被设定，则
电感器的值被给定为：
L
η · V
LINE MAX
V
O.PFC
√2V
LINE MAX
·
2 · P
OUT
· f
SW 。 MIN
V
O.PFC
其中，V
线，最大
为最大线电压。
作为最小频率降低时，开关损耗是
减少，而电感器的尺寸和线路滤波器尺寸的增加。
因此，最小的开关频率应
由效率和尺寸之间的折衷来确定
磁性元件。最小开关
频率必须高于20kHz的防止噪音。
一旦电感值决定的最大峰
在得到的电感电流在额定输出功率
低线路条件为：
I
L.pk
2√2 · P
OUT
η · V
LINE.MIN
(9)
(8)
假设核心RM10 （ PC40 ，A
e
=85mm
2
）用于与
环境
B
为0.25T ，初级绕组应该是：
N
BOOST
I
L.pk
· L
A· ΔB
2.44 · 570
85 10
10
0.25
65.8圈
因而，匝数（N
BOOST
升压）电感
确定为65 。
3.1.2 。辅助绕组的设计
图9示出的零电流的内部块
检测（ ZCD ）为PFC 。 FL6961间接检测
使用辅助绕组的电感零电流瞬间
升压电感器。辅助绕组应
设计为使得所述ZCD引脚的电压上升到大于
当增压开关断开，触发内部2.1V
比较如下：
N
ZCD
V
N
BOOST O.PFC
√2V
LINE.MAX
2.1V
(12)
其中，V
LINE ， MIN
是最小线电压。
由于时间上的最大内部限制为25μs的，它
应大于25μs的小，如式计算：
t
马克斯
2 · P
OUT
· L
η · V
LINE MIN
20s
(10)
该ZCD引脚上的电压钳位和低电压
，钳位在10V和0.3V分别。当ZCD引脚
电压钳位在0.3V时，最大的源电流
为1.5mA ，因此，电阻器R
ZCD
应
适当设计的限制下ZCD引脚的当前
1.5毫安在最坏的情况下为：
R
ZCD
V
IN
N
AUX
·
1.5毫安
BOOST
√2V
LINE.MAX
N
AUX
·
1.5mA
N
BOOST
(13)
升压电感器的圈数应该
决定考虑磁芯饱和。最低
数被给定为：
N
BOOST
I
L.pk
· L
(11)
A· ΔB
其中是阂被芯的截面积和
B
is
在特斯拉的磁芯的最大磁通变化。
B
应
被设置为低于饱和磁通密度。
2011仙童半导体公司
修订版1.0.0 11年4月8日
www.fairchildsemi.com
4
www.fairchildsemi.com
AN-9737
设计指南单级反激式AC- DC
转换器采用FL6961 LED照明
摘要
本应用笔记介绍了单级功率因数
校正（PFC ），并侧重于如何选择和设计
反激式变压器为16.8W （ 24V / 0.7A ）的解决方案
通用输入使用FL6961 LED照明应用。
采用FL6961的反激式转换器工作在临界
导电模式（CRM）和具有诸如CC / CV
反馈电路，软起动，并且逐周期的电流
限制了LED照明应用。
基本操作：高功率因数
反激式转换器
实现高功率因数（PF）的反激式的基本思路
转换器是使用临界导电模式（CRM）的PFC
控制器。传统的PFC IC，如FL6961 ，具有
恒定导通时间和可变关断时间控制方法，其
这意味着输入平均电流始终遵循
输入电压的形状。
图1示出了单中的典型应用示意
级PFC拓扑结构。正常CRM的主要区别
升压转换器是单级PFC不使用大
全整流二极管后的电解电容器。
正常情况下，单级PFC方法使用一个小
电容器（C1图1 ）作为一个噪声滤波器来衰减
高频成分，并且不使用INV脚对于
输出电压调节。
介绍
这些天来，工程师使用不同类型的LED用于一般
因为他们的长寿命的照明系统，出色的
功效，价格，环境效益和要求
从最终用户。同时，高功率因数（PF） ，
安全隔离，并且恒定电流控制（CC ），用于
恒定LED色彩越来越要求。
传统的监管是最小功率因数
校正输入功率的基础之上25W ，但很多想
降低额定功率和新的能源之星的指令
固态照明需要比功率因数大于
0.9用于商业应用。预计PF法规
变得更严格。
BR
T1
D3
C4
R1
D1
U101
R2
INV
VCC
C5
R5
D2
R8
保险丝
COMP
C1
R3
C2
CS
EMI滤波器
C3
R4
MOT
1
8
FL6961
2
3
4
7
6
5
OUT
GND
ZCD
R6
Q1
R7
R8
反馈
高功率因数反激式转换器图1.原理示意图与FLS6961
2011仙童半导体公司
修订版1.0.0 11年4月13日
www.fairchildsemi.com
AN-9737
应用说明
图2显示了简化的电路的典型波形
的反激式转换器的CRM 。当MOSFET （Q1）的
导通时，在初级侧的初级电流线性地
增加和被夹持在一个特定的内部电平，因为
该FL6961没有逐周期电流限制像
常规的电流模式控制IC （如FAN7527B ） 。
它的峰值电平是由主磁化测定
电感值和固定导通时间。取而代之的是对的逐
逐周期初级电流限制， FL6961拥有过
过流保护（OCP）功能。如果电流传感
信号比内部检测电平大时， FL6961
没有得到输出信号，用于操作所述MOSFET（Q1） 。
I
DS
（ MOSFET的漏极 - 源极电流）
)
I
PK （ MOSFET
)
(N
S
）和自然下降到零。的平均电流
次级侧是：
I
AVG
(
二极管
)
=
1
N
P
I
PK
t
关闭
2
N
S
(3)
由于二极管正向压降随电流
减小，输出电压反映初级绕组
并增加了由于过冲了额外的电压
在初级侧漏电感之间的谐振
绕组和对MOSFET（Q1）的寄生电容。如
结果，在叠加电压上发生的MOSFET
在关断时间为：
V
MOSFET
(
关闭
)
=
V
IN
+
V
R
+
V
OS
I
AVG （ MOSFET
)
(4)
其中，V
R
被反射电压和V
OS
是电压
冲名词。
反射电压，V
R
，受匝数比
在变压器的初级和次级侧之间
和输出电压，计算公式为：
I
D
（二极管电流）
I
PK （二极管）
时间
I
AVG （二极管
V
R
=
)
N
P
V
O
N
S
(5)
时间
V
DS
（ MOSFET电压）
V
OS
V
R
图3示出了初级侧的理想波形
电流在MOSFET（Q1）和次级侧的电流在
二极管。输入峰值和平均电流对
一次侧如下输入电压瞬间。
通常情况下，在二极管次级端电流大于
由于匝数比初级侧。
V
IN
时间
t
ON
t
S
t
关闭
反激式转换器对图2.关键波形
CRM
该FL6961拥有在整个范围内的恒定导通时间。
输入平均电流始终遵循的峰值输入
当前，作为示出的等式中：
1
I
AVG
(
MOSFET
)
=
I
PK
t
ON
(1)
2
这也正比于瞬时输入电压。
这意味着输入电流形状总是相同的
输入电压的形状。反向二极管电压线性
增大，并等于：
图3.理想的波形
V
PK
(
二极管
)
=
V
O
+
V
IN
N
S
N
P
(2)
在MOSFET的关断时间，这也是该二极管导通
时间;输入电流瞬间降到零，二极管在
的次级侧导通，而二极管的电流线性地
减小。次级侧的峰值电流是
同样作为初级峰值电流的乘积和
将主侧之间比例（N
P
）和次级侧
2011仙童半导体公司
修订版1.0.0 11年4月13日
www.fairchildsemi.com
2
AN-9737
应用说明
因此，设计人员应考虑前两个条件
元件选择：电压和电流容量
初级侧MOSFET （Q1）和次级侧的二极管（ D3）的
制成一种稳定的系统余量。
图4示出，以决定在这两个组件的导
反激式转换器拓扑结构的边界条件。
图反激式转换器的4边界条件
拓扑结构（参见
以AN- 8025 ）
设计实例
A.变压器设计
16.8W单级的设计指导反激式AC- DC
采用FL6961转换器呈现。该系统的应用
参数示于表1中。
表1中。
系统参数
参数
主要的输入电压范围，V
AC （主）
输出电压V
OUT
输出电流，I
OUT
最小开关频率在V
AC （分钟） _PK
二极管的压降，V
d
MOSFET的导通电阻，R
MOS
利用窗口
目标系统效率
在V最大占空比
AC （分钟） _PK
操作最大磁通密度
法规，
α
P
=
I
o
(
V
o
+
V
d
)
=
0.7(24
+
1)
=
17.5
[W]
步骤4计算的最大输入电流，I
最大
:
I
in
（最大）
=
P
o
V
民
η
=
17.5
=
0.168
[A]
( 2
×
90)(0.82)
价值
90V~265V
24V
0.7A
50kHz
1V
1
0.4
0.82
0.35
0.35
0.5%
步骤5.计算MOSFET的电压降，V
vd
:
V
vd
=
I
in
（最大）
R
MOS
=
0.168
[V]
第6步：计算初级电压互感器，V
p
:
V
P
=
V
民
V
vd
=
127
0.168
≈
127
[V]
V
p
= 126.83使用127
步骤7.计算初级峰值电流，我
PPK
:
I
PPK
2
TP
2( 20
×
10
6
)(17.5)
=
=
=
0.96
[A]
η
V
p
t
on
（最大）
0.82(127)(7
×
10
6
)
第8步：计算初级电流有效值，我
PRMS
:
I
PRMS
=
I
PPK
t
on
(7
×
10
6
)
=
0.96
=
0.32 [
A
]
6
3
T
3(20
×
10 )
注意：
1.规则是紧密联系在一起的铜损和相关
0.5％的调控手段变压器0.084W损失。
第9步：计算所需的最小电感， L：
L
=
V
p
t
on
（最大）
I
PPK
有许多方式来决定芯和线圈的尺寸和匝数，
如使用AL值，以下常见的做法。在
本说明，采用K
g
值与所述芯的几何形状相关的
找到最佳的铁芯和线圈的信息。
第1步：计算总周期T ：
127(7
×
10
6
)
=
=
0.926
[
m
H]
0.96
L=0.926[
m
H]使用1 [MH]
步骤10.计算在watt-能量移交能力
秒，瓦特 - S的：
ENG
=
2
LI
PPK
1
T
= =
20
[s]
f
步骤2.在MOSFET中，计算导通时间的最大
初级侧。
2
=
(1
×
10
3
)(0.96
2
)
=
0.0004608 [W - S]
2
第11步。计算电气条件，K
e
:
2
K
e
=
0.145
PB
m
×
10
4
=
0.145(17.5)(0.35
2
)
×
10
4
=
0.00003108
t
on
=
TD
最大
=
(20
×
10
6
)(0.35)
=
7
[s]
第3步：计算输出功率：
2011仙童半导体公司
修订版1.0.0 11年4月13日
第12步计算的核心几何，K
g
:
www.fairchildsemi.com
3
AN-9737
应用说明
K
g
=
5
(
ENG
)
2
(0.0004608)
2
=
=
0.0136
[厘米]
0.00003108(0.5)
K
e
α
A
W
(
B
)
=
2
W
a
K
u
0.4283
×
0.4
=
=
0.002315
[A /厘米]
N
新
74
第13步。
见表2芯尺寸。
为了防止磁芯饱和，选择后有点大核心
比较两个
g
值：在步骤12中与计算值
表2中现有的值。
在PQ - 42016有一点点大
g
值（ 0.01327 ）的
表2 2500渗透性率（μi ） 。
步骤14，计算的电流密度，J .:
2 (
ENG
)
×
10
J
=
B
m
A
P
K
u
4
步骤23，计算的趋肤深度，在预期的操作
频率在低输入电压。集肤深度是半径
导线。
γ
=
6.62
6.62
=
=
0.02960
[厘米]
3
f
50
×
10
考虑到下步24.Calculate所需的导线区
趋肤深度：
2
线
A
=
π
(
r
2
)
=
0.0027535
[厘米]
2
2 ( 0 . 0004608 )
×
10
4
=
=
265
[A /厘米]
0 . 35 ( 0 . 2484 )( 0 . 4 )
步骤15.计算所需导线的区域。一
W（ B）
:
A
W
(
B
)
=
I
RMS
0 . 32
=
=
0 . 001207
J
265
步骤25.选择线径从表所需的面积
4.如果该区域不是内所要求的面积的10％ ，然后去
到下一个最小的尺寸。
AWG=#23
A
W（ B）
=0.00259[cm
2
]
μ /平方厘米= 666
步骤26计算主链的所需数目，
S
np
:
S
np
=
A
w
(
B
)
线
A
=
0.002315
=
0.8938
0.00259
[厘米
2
]
步骤16.计算匝数，N的数量：
N
=
W
a
K
u
0 . 4283
×
0 . 4
=
=
141 . 93
[T]
0 . 001207
A
w
(
B
)
N = 141.93 ;用142匝。
步骤17.计算所需的间隙，L
g
:
l
g
=
0.4
π
(
N
)(
I
)
×
10
0.4
π
(142)(0.96)
×
10
=
=
0.0489
[厘米]
B
m
0.35
4
4
步骤18.计算使用从第15步的空隙新圈。
L
(
l
g
+
N
=
MPL
这意味着所选择的导线从步骤25中， AWG23 ，
是够还是有足够的利润用于供给主体 -
侧电流在回扫转换器。
步骤27.计算辅助和辅助转弯，N
s
N
AUX
:
N
s
=
N
p
(
V
o
+
V
d
)(1
D
最大
)
(
V
p
D
最大
)
=
74(24
+
1)(1
0.35)
=
27.05
( 2
×
90)(0.35)
i
)
0.4
π
(
A
c
)
3.74
1
×
10 (0.0489
+
)(10
8
)
[T]
2500
=
=
83.153
0.4
π
(0.58)
3
N = 83.153 ;使用83 [T] 。
哪里
i
是选定的芯材的导磁率和
MPL是选择核心的磁路长度。
步骤19.计算边缘通量， F：
F
=
(1
+
l
g
A
c
ln
2
G
0.0489 2(1.001)
)
=
(1
+
ln
)
=
1.238
l
g
0.0489
0.58
N
s
= 27.05 ;使用27 。
N
AUX
=
N
p
(
V
o
+
V
d
)(1
D
最大
)
(
V
p
D
最大
)
=
74(15
+
1)(1
0.35)
=
17.31
( 2
×
90)(0.35)
N
AUX
= 17.31 ;使用17 。
步骤28.计算次级峰值电流I
SPK
:
I
SPK
=
2
I
o
2(0.7)
=
=
2.153
[A]
(1
D
最大
) 1
0.35
其中G是选择的核心窗口的高度。
步骤20.计算新的匝数，N
新
:
N
=
l
g
L
(0.4
π
)(
A
c
)
F
(10
8
)
=
0.0489
×
1
×
10
5
=
73.6
[T]
(0.4
π
)(0.58)(1.238)
步骤29.计算的二次电流有效值，我
SRMS
:
I
SRMS
=
I
SPK
(1
D
最大
)
(1
0.35)
=
2.153
=
1.0021
[A]
3
3
N
新
= 73.6 ;使用74 。
步骤21.计算特斯拉，B交流磁通密度
AC
:
(0.4
π
)
N
(
B
ac
=
I
PK
0.96
)
F
(10
4
) (0.4
π
)(74)(
)(1.238)(10
4
)
[T]
2
2
=
=
0.113
l
g
0.0489
步骤30.计算的二次线区域，A
SW （ B）
:
A
SW
(
B
)
=
I
RMS
1.0021
2
=
=
0.003781
[厘米]
J
265
步骤22.计算新的电线尺寸，
W（ B）
:
步骤31.选择线径从表所需的面积
4.如果该区域不是内所要求的面积的10％ ，到
下一个最小的尺寸。
www.fairchildsemi.com
4
2011仙童半导体公司
修订版1.0.0 11年4月13日
AN-9737
应用说明
AWG=#22
A
W（ B）
=0.003243[cm2]
μ /cm=531.4
步骤32计算主链的所需数目，
S
np
:
S
np
=
A
sw
(
B
)
线
A
=
0.003243
=
1.2521
0.00259
C.流感测电阻
FL6961的CS引脚具有过电流保护（ OCP ）
在整个工作周期和其内夹紧
级，V
极限
是0.8V 。
这就要求AWG21导线与两条链为
二次侧绕组上的反激式变换器。
改编核心尺寸
主
圈
次
辅
估计差距[MM ]
PQ-42614
74
27
17
0.489
AWG
23
22/2股线
B. MOSFET和二极管的选择
步骤33计算MOSFET的漏极的最大电压
电压初级侧：
图5.开关电流限制
通常，这是合理的设置在OCP水平的1.5倍
比峰值电流在初级侧高。
V
MOSFET
(
关闭
)
=
V
IN
+
V
R
+
V
OS
=
V
IN
+
N
P
V
O
+
V
OS
=
490.54 [V]
N
S
I
极限
=
1.5
I
PPK
=
3
TP
=
1.44
η
V
p
t
on
（最大）
其中，V
OS
假定 50V ，峰值会降低
外部缓冲器电路的性能。这意味着一个600V
MOSFET可用于一些余量。最低限度
MOSFET的要求概述如下。
计算所述感测电阻为：
R
SEN
罪
g
≤
0 .8
I
极限
=
0.55
[
Ω
]
额定电流[ A]
计算
0.96
+ 20 ％保证金
1.152
额定电压[V]
计算
490.54
+ 20 ％保证金
588.65
D.电压和电流反馈的CC / CV
功能
恒定的电压和电流输出适于通过
测量实际输出电压和电流同
外部无源元件，并在运算放大器
评估板。由于输出负载，该高
高亮LED （ HB LED）和无源元件
由环境温度下进行。使用反馈路径
对于稳定的操作。
步骤34 ，计算二极管的最大电压
二次侧：
V
PK
(
二极管
)
=
V
O
+
V
IN
N
S
27
=
24
+
265 2
=
160.74
[V]
N
P
74
这意味着一个200V的二极管可以与一些余量使用。
次级二极管作为最低要求
总结如下。
额定电流[ A]
计算
2.153
+ 20 ％保证金
2.584
额定电压[V]
计算
160.74
+ 20 ％保证金
192.88
图6.反馈电路的恒流/恒压操作
2011仙童半导体公司
修订版1.0.0 11年4月13日
www.fairchildsemi.com
5
QQ：2880707522 复制
