AND8099/D
5.0 V ， 2.0 A反激式
变流器
克里斯蒂·巴尔德斯：编制
安森美半导体
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应用说明
的一个开关电源的设计是一个迭代
方法，该方法涉及到需要成为许多变量
为了获得优化的解决方案进行调整。不过，
有取舍，允许一个简单的低成本，低
组件，单面电路板的设计方法。这
应用笔记提供了一个简单的方法来设计
利用安森美半导体NCP1055的转换器
高压开关稳压器。的易于遵循
一步一步的过程引导用户进入设计
构成的电源不同的块，主要是
输入块，功率级，所述磁性元件，所述缓冲器，所述
输出块，并且反馈回路。的电路图，
材料和PCB布局的法案还包括在最后
的应用笔记。这款电源是专
设计为5.0伏， 2.0 A的输出和一个最大占空比
的48％。它符合IEC和UL的要求。电磁干扰是最小的
和70％的可实现的效率或更高是可能的。
该NCP1055是一个家庭单片高电压
开关稳压器设计在整流交流线路工作
源和反激式转换器应用。他们是
能够提供一种输出功率从6.0 W至的
40瓦，100伏的固定的交流输入端， 115伏或230伏
和3.0 W至20瓦的可变交流输入范围从
85 V至265 V.该器件具有片上700 V
SENSEFET 电源开关电路，积极启动
调节器电路，它消除了对辅助
偏置绕组换流变压器，具有故障逻辑
可编程定时器转换器过载保护。
保护特性，提供了电源开关限流，
欠压锁定与迟滞输入，热
关机，重启和故障检测。欲了解更多信息，
请联系安森美半导体的销售代表或
登录到
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设计参数
在设计一个电源的第一步骤是定义和
预先确定的输入参数和输出参数。
通用输入电压范围：
VIN （MIN）
+
85 VAC ， VIN（MAX）
+
265 VAC
输出规格：
VOUT
+
5.0 V
＆ QUOT ;
2％ ，电流输出
+
2 A
输入功率：
针
+
噘
,
0.78的效率是一个很好的起点
est.eff
点用于使用反激变换器
MOSFET技术：
噘
+
5 · 2.0
+
10 W
NP
in
+
10
+
12.82 W
0.78
DC轨电压低线和高线：
V峰值（分钟）
+
VIN（MIN ） · 2
+
85 · 2
+
120.21 VDC
V峰值（最大值）的
+
VIN（MAX） · 2
+
265 · 2
+
374.77 VDC
平均输入电流的低压线路：
IIN （AVG）
+
V
针
,
IN（ LOW ）
其中Vin （低）
+
V峰值（分钟）
*
VRIPPLE
*
VDIODE ;
VRIPPLE
+
32％ V峰值（分）
IIN （AVG）
+
12.82
+
0.160 A
80.2
输入峰值电流：
t
IPEAK
+
2 · Iin的（平均） · SW
吨
10
ms
IPEAK
+
2 · 0.160 ·
+
0.667 A
4.8
ms
半导体元件工业有限责任公司， 2003
1
2003年2月 - 第2版
出版订单号：
AND8099/D
AND8099/D
组件损耗可以评估和budgetized与
下式：
P
损失
= P
in
（ 1 - EFF ） · P
%
其中，P
%
是的百分比损失
每总功率所需的电路部
供应损失。
通常情况下，造成的损失35％来自电源
的MOSFET ，60％来自输出整流器，5％的
磁性元件，以及5 ％来自其他各种来源。
预计功率损耗= P
in
- P
OUT
= 12.82 - 10 = 2.82 W
MOSFET功率损耗= 2.82 · 35 ％ = 0.987 W
整流电源损耗= 2.82 · 60 ％ = 1.692 W
电路描述
输入模块
输入大电容
输入大电容C2的目的是容纳
经整流的线路电压，并过滤出共模
噪声。它被放置在桥式整流器输出之间和
地面上。大容量电容器的尺寸取决于峰
整流的输入电压和纹波电压幅值。一
更大的电容会降低直流输入电压纹波
线，但会诱发大的浪涌电流时的供给
上电。假设的约32％的波动幅度
在低线，C峰值整流电压
体积
然后可以
利用计算：
CBULK
+
+
针
FAC · （ V峰值（最小） 2
*
Vin(low)2)
12.82
+
27
mF
60 · (1202
*
80.22)
电源的输入数据块包括一个保险丝，一个
EMI滤波器，二极管桥式整流器和一个输入散装
电容。
保险丝
选择33最接近的标准电容
mF
低ESR 。
铝电解是优选的，因为它们
坚固性和可靠性高。
功率级
在功率级的心脏是安森美半导体
NCP1055 。的NCP1055是一个高压开关
它使用一个固定频率的调节器，占空比控制
振荡器。整流的AC线路电压被施加到启动
电路引脚5通过初级绕组的变压器。
该电路然后路由到电源电容器C5的电流
这通常是连接到引脚1，一个开关周期
开始该的振荡器收费时， ，并上的的芯片放电一个
其生成中使用的方波信号，定时电容
以脉冲宽度调制的电源开关电路。该
控制输入引脚监视源出或吸入电流消耗
通过光电耦合器。当电源输出量大
小于基准电压时，光耦开始
进行拉动控制输入。的输出
控制输入则T在连续采样
on
和
具有任一打开电源开关电路上的能力或
关在T内的任何时间
on
.
磁计算
下一个步骤是在回扫变压器的设计。该
所述磁性块的设计是最重要的，并
在整个设计过程中微妙的部分，因为它会
确定电源性能如何。该
首先传导回扫变压器模式功能
电流在初级绕组，从而将能量存储在
变压器的铁心。核心能量随后被转移
当在初级侧被打开的次级绕组
关。核心和骨架是标准EFD20尺寸。
保险丝F1是从保护浪涌电流电路
发生在转弯上。在本申请中，F1的额定电流为2.0 A，
125 VAC 。
EMI滤波器
EMI滤波器被抑制的共模和
差模噪声，在很大程度上依赖于主板
布局，组件选择，等等，一种X电容器C1和
共模扼流圈L1被放置在整个AC线路
衰减差模噪声，见图1。电磁干扰
电感放缓的任何瞬态电压浪涌
降低高频噪声。无论是电容器和扼流圈
应放置在二极管电桥之前和尽量靠近
AC线路输入，以尽量减少射频干扰。
二极管桥式整流器
为了选择合适的二极管桥式整流器，该
正向和浪涌电流和DC阻断的值
电压必须加以考虑。浪涌电流可以达到
值高达5倍的平均输入电流有效值的。
因此，有必要选择一种整流器能够
处理这样的大电流。
DC阻断电压的计算方法在高线：
VR
w
V峰值（最大值）的
+
VIN（MAX） · 2
+
375 VDC
正向电流：
IF
w
1.5 · Iin的（平均）
+
1.5 · 0.160
+
0.240 A
浪涌电流：
IFSM
w
5 · IF
+
5 · 0.240
+
1.2 A
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为了使调节器，以在非连续模式下工作
在最坏情况下的条件，并最大限度地力量，
最大的时间是整段时间的48 ％ ，因此该
最大主电感是基于一个计算
的48 ％的最大占空比。使用较大的电感比
计算会导致电源输出掉下来的
调节。
LPRI
+
LPRI
+
VIN（低） ·
最大
IPEAK · FOP
,
哪里
高频噪声。自
i
+
C· DV
，增加了
dt
电容也将降低电压的幅度
纹波。缓冲器和阻尼振荡行动起来
保护IC免受瞬态电压大于700 V和
降低辐射噪声。
输出块
输出由二极管整流器，一个PAI型滤波器，和一个中
电压调节器。对于反激式转换器的输出
电压低于7.5 V时，肖特基整流器提供
因此，最高的效率，是最好的选择。该
使用肖特基整流器安森美半导体的1N5822 ，在
其中V
R
= 40 V，I
F
= 3.0 A，和V
F
= 0.525 V.主
该整流器的目的是采取二次电压，
将其转换为直流电压。下面的公式用于
在选择肖特基整流器：
最大反向峰值电压（计算高线） ：
N
VROUT
u
VOUT
)
V峰值（最大值） ·秒
NPRI
VROUT
u
5
)
375 · 1
+
33.85 V
13
max是最大
占空比
80.2 · 0.48
+
0.577毫亨
0.667 * 100 · 103
主要的反激电压：
VFB
+
VIN（低） ·吨
花花公子
-6
+
80.2 · 4.8 · 10
5.2 · 10- 6
+
74.03 V，其中
每吨4.8
ms
初级与次级匝数比：
NPRI
秒
+
VFB
+
74.03
+
13.4
[
13与匝数
5
)
0.525
VOUT
)
VF
通过重排上述方程式，并求解N个
美国证券交易委员会
收益率
≈1
转。
能量时导通时间进入核心（当电源
开关导通） ：
LPRI · Ipeak2
Estored
+
,
其中存储的能量是
2
对于非连续模式下，最大正向峰值
电流可以通过近似计算：
IFOUT
+
4 ·电流输出
+
8 A
焦耳计量。
Estored
+
0.577 · 10
+
1.28
- 3 · 0.6672
2
10 4焦耳
我们可以仔细检查，如果的输出功率能力
变压器是大到足以提供足够的电源给
输出下面的公式：
LPRI · Ipeak2
销（核心）
+
· FOP
u
噘
2
销（核心）
+
1.28
+
10 W
10 4 · 100千赫
+
12.8 W
u
噘
随着C7 ，C8，C9 ，L2和C11整流二极管D6
变压器的次级和过滤输出，以
提供了一个紧密稳压直流输出。电容器C7 ， C8和
C9均平行放置，以减少的ESR。此外，
C7 ， C8和C9的额定电压应足够高的
为它们能够承受的电压尖峰和输出
电压。 L2和C11组成的低通滤波器，用于衰减
高频噪声。
输出滤波器电容：
COUT
+
电流输出（最大） · Toff的（最大）
,
其中， Toff的（最大）
VRIPPLE （需要）
+
敏= 1
FOP
1
100 · 10
3
和VRIPPLE （需要）
+
40毫伏
COUT
+
8 · 0.52 ·
0.040
+
1040
mF
输入缓冲
由于电源的高dv / dt特性的
晶体管的漏极电压变压器的漏和
电感，电压尖峰和振铃发生在漏
当电源开关是关闭的。电阻器R1 ，C3， D5
妥协的RCD缓冲。在平行于主
蜿蜒的R2和C4这妥协的RC振荡
阻尼器减缓dv / dt和减小
峰值电压，因此降低了由于振荡
输出滤波扼流圈（设计为休息频率
4.0千赫） ：
L
+
1
2·
p
·力·C
2
,
其中C
+
C11
+
330
mF
和f
是角频率。
2
+
4.8
mH
L
+
1
2 ·
p
· 4k · 330
mF
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反馈回路
反馈回路是由一个光耦合器，分流
调节器，一个补偿电容和一个电阻分压器。
光电耦合器隔离，直流输出的交流输入端。
作为一个并联稳压器，安森美半导体TL431使用
来调节输出电压。这种单片电压
引用是从V可编程
REF
至36 V使用两个
外部电阻。它具有1.0 mA的宽电流范围内
100 mA的电流，是一个很好的替代齐纳二极管。
TL431的参考电压被设定为2.5V，对于采用5.0 V
输出电压时，由一个电阻分压器R5和R6 （低
宽容， 2.0千瓦的电阻） 。 TL431的监控5.0 V
输出电压，并比较所述分压电压施加到其
2.5 V内部基准电压。在输出略有增加
电压将引起分流调节器开始导通，
因此，吸收电流通过光耦的LED 。反过来，
光电耦合器晶体管变为正向偏置，并开始
驱动电流进入NCP1055的控制输入引脚。
功率开关的占空比，然后相应地调整。一
0.1补偿电容C10
mF
被放置的
阴极和TL431的参考引脚的改进
稳定。电阻器R3的电流限制经历
光电耦合器到安全水平，并防止损坏
光电耦合器。
5.0 V ， 2.0 A
F1
2.0 A
D1
C3
220 p
D2
L1
C1
0.1
10毫亨
+
D4
C2
33
D5
D3
R1
91 k
C4
47 p
R2
2.2 k
T1
D6
L2
5.0
mH
+ C7 + C8 + C9
330
330
330
R3
47
R4
1.0 k
IC2
C10
0.1
IC3
C6
100 p
+
C11
330
+
R6
2.0 k
V
in
85-265 VAC
C12
1.0
R5
2.0 k
8
7
6
3
NCP1055P100
1
2
4
5
C5
10
C13
+ 1n
X
图1.电路图
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