AN939
为了让功耗的准确情况为
交流系统，我们需要频繁测量，
最好是多次，电源频率。在
本申请中，我们使用400赫兹的采样速率，
它提供每线的完整周期8个样本
频率（ 50赫兹的交流电源频率）。对于
采样率
F
s
，我们得到
N
样品
/女
s
秒。通过
由平均功率乘以这个表达式的时候，
我们得到消耗方面对能源的表达式
wattseconds的（式1中的第二个表达式） 。
从这里，我们可以用简单的数学计算
kilowatthours 。
当然，很难对一个微控制器，使
当电源电压是直接测量
未来直客主：说， 230V高达50A 。
这使得有必要间接地测量线
电压和电流的电平与一个微相一致
控制器，然后重新调整这些测量到达
在原来的值。要做到这一点，最好的办法是
降低电压的水平和动态范围是
与数字电路兼容。 （测量电流
这里是基本相同的测量电压，在
我们将使用一个换能器，其产生电压
正比于负载电流）的实际电压
和电流读数然后可导出。
对于本申请中，所导出的电压读数，
VD ，
is
与实际瞬时线电压
Vi
by
的表达，
V
d
= V
i
K
d
/K
v
or
V
i
= V
d
K
v
/K
d
，其中，
K
d
是数字化常数在本应用中的ADC
化和
K
v
是电压比例常数为
电路设计。对于该特定应用，
K
d
is
204.6 ，从表示在ADC中的数字值
1V.
K
v
是由该输入线电压是因子
减少了一个分压器;在我们的设计中，它是300 。
类似地，来自电流读数，
I
d
，是关系到
I
i
由表达式
I
d
= I
i
K
d
/K
i
or
I
i
= I
d
K
i
/K
d
，其中，
K
i
是特定于该电流的比例常数
设计;它是通过将所述CT的匝数比由下式计算
电流放大器的增益和输入的乘积
负担能力。对于这种应用，基于一个
5000转的CT ，的值
K
i
工作证明是
约8.7 。
K
d
是和以前一样。
注意：
的计算
K
i
使用分流时
略有不同。实际电路
设计用于电流测量，并且
设计考虑使用分流器，
中更详细地讨论
●硬件
设计“ ，
开始第10页。
公式2 ：
计算消耗
能源间接
测量
N
V
d
I
d
(K
v
K
i
)
能源消耗
k
= 1
k k
=
（ wattseconds ）
2
F
s
K
d
Σ
我们可以无限制地积累运行总计和
直接把它解释为消耗时间的推移能量。然而
曾经，它是更实际积累了一些固定
量，然后增加一个计数器来表示能量
消费。对于我们的应用程序，我们会积累
10瓦（ 0.01千瓦）增加计数器之前。这
值表示米的分辨率极限。这是
相当于36000 wattseconds （ 10瓦×60× 60 ） ;这
意味着我们每一次递增计数器的
右侧公式2的达到36000 。
我们还可以重新排列等式2来定义功率
完全来讲消耗
V
d
和
I
d
。既然我们有
已定义
F
s
,
K
v
,
K
i
和
K
d
按可比口径计算，我们
可以给整个商数右侧的
方程的恒定值，
D
（公式3）。
公式3 ：
重新定义POWER IN
条款
V
d
和
I
d
只
当0.01千瓦时消耗：
Σ
1
V
k
=
N
d
I
d
k
k
2
3600
F
s
K
d
=
=
D
K
v
K
i
简单地说，任何时间的累计总和
的电压和电流的产品等于或超过
D,
我们增加千瓦时计数器。我们还保存任何
余数超过
D
在下一回合中使用
的积累。
请注意，任何可能影响价值
这些常数也可以影响的值
D
和
需要改变的放大器设计。这包括
使用一个分流器代替了CT ，甚至改变
CT的匝数比，这两者都可能发生变化
K
i
.
代的减毒值
V
d
和
I
d
为
该
V
i
和
I
i
在原来的功率测量
方程，我们得到了有关CON组的表达
直接SUMED电源间接的电压和电流
的测量，如公式2所示。
DS00939A第2页
2005年Microchip的科技公司
AN939
相误差校正
理想情况下，测量误差的相对尺寸应
是相当恒定的，在不同的PF ，假设有
是没有相位误差。在现实中， CT的引入小
相位误差，其通常是恒定的量
电流引线或他们创造滞后。的相对大小的
测量误差可以用显著变化
功率因数，但是。如果我们计算的百分比
误差为（ （ COSθ ） - ，PF） / PF）的
×
100)
,
哪里
θ
为
理论相位之间的角度差differ-
ENCE和由CT引入的误差，我们可以看到
从一个恒定的相位误差的测量误差是
在一个0.5 PF（滞后）比UPF大得多。
为了说明这一点，假设在CT引入了一个恒定
约1 °的相位误差，而与功率因数。
在UPF值，误差极小，量级
-0.015 ％ （ （ COS （ 1 ° - 0 ） - 1.0 ） /1.0 ） 。在0.5的PF用60°
滞，然而，误差显著较大;高达
+ 3％（因数（cos （60° - 1° ） - 0.5） /0.5 ） 。这示于
图2中。
为了纠正这种类型的错误，我们可以单独
在测量UPF和0.5 PF错误拿出一个
典型错误的整个范围内这可以被转换
备份到一个固定的角度的相位误差，并通过校正
改变当前样本和之间的时间
接下来的电压采样。
作为一个例子，假定一个表被发现具有
在UPF值+ 0.2 ％和+ 0.7％， 0.5 PF （当前错误
滞后） 。误差之间的差为+ 0.5％。从
我们先前的方程中，角
x
在相位误差的
0.5 PF将是：
（ COS （ X） - 0.5 ） /0.5 = 0.005
COS （ X）
= 0.5025
or
x
大约是59.83 ° 。这需要额外的
铅0.17 °到达60°的期望的相位角，
这相当于大约10
μs
对于50赫兹
波形。在实践中，这意味着延迟
在电压测量
t2
10
μs.
如果我们假设
个人之间的转换时间为35
μs,
这
指
t2
实际上采样45
μs.
注意：
如果在UPF和0.5 PF错误是平等的
幅度，相位误差校正是不
有必要的。
用CT本身通常引入了电流滞后，
通常观察到在2°至3° 。引入
穿过CT电容器，如在本设计中完成的，
提供一个电流引线是可校正的定时
调整。这是没有必要进行量化的量
铅;只要它存在时，它可以被测量
间接通过电能表的误差和补偿。
图2：
的比测误差的恒定相位误差
不同功率因素
在UPF ：
0.5 PF （滞后） ：
I
电流引线介绍
通过电容
I
相位误差
测量
错误
V
相位误差
V
从相位误差的实际滞后
电压和
当前
在相
测量
错误
在ARCCOS预测的相位滞后（ 0.5 ）
(60°)
DS00939A第4页
2005年Microchip的科技公司
AN939
网络固件
电能计量固件的高级概述
示于图3至图6 。
之前进入主计量程序，固件
初始化自身。测量缓存和故障标志
被清零，计时器用于测量
例程被复位。如果校准信号是本
（通过设置跳线完成），则固件等待
校准数据的串行端口上。如果该信号不存在
或者没有数据被接收时，数据EEPROM
审问了校准标记。如果这个标志被设置，
存储有校准数据被加载的固件的
使用。如果没有校准数据是目前默认值
固件被代替使用。
初始化还为用户提供了演出的机会
校准程序，它从下载数据
通过串行外部仪表校准工具
连接。细节在提供
“校准
仪表“
（第11页） 。
主循环是负责更新千瓦时
计数器并且保持显示在视觉显示
液晶。千瓦时计数器递增的基础上，
一个状态标志，在中断驱动的动力测设
surement例程，下面进行讨论。一个单独的显示器
计时器被用于确定多久每个测量
值滚动到下一个值之前显示。
此应用程序的默认值是6.26s 。
从外部RTC的中断信号使
固件来自所消耗的总能量比较
最后中断的值存储在EEPROM中的数据
和更新的值，如果消耗的功率也更大。
这提供了用于跟踪需求高峰一纪录
一个月。为下一间隔的默认值是30分钟。
电压和电流测量是在执行
由时钟触发的中断服务程序接口
中断。测量是在一个特定的实施
序列，通过在整个序列中重复
每2.5毫秒。测量例程是中断
服务程序由定时器0中断触发。之间
离开的电压和电流的样本取，配
用于电流测量的同时电压值
ments进行插值处理的应用程序。校准
对于相位误差通过使用被包括在该计算中
延迟计数器来调整电压读数;在这个应用程序
阳离子，计数器的每个增量延迟电压
阅读1.4
μs
（假设一个20MHz的时钟）。整个
五个测量值序列和它们对应的
转换花费少得多的时间比间隔
序列之间的，通常小于300
μs.
以提供准确的补充措施，偏置
电压被周期性地监测，以检查是否有一个稳定
基线。这样做的频率大大低于其它
测量时，大约一次每1.25秒。
调整偏移值，从电压中减去
和电流测量值，是根据需要进行。
在每间单采样序列取
中断例程。积蓄的能量，以该点，
通过调整
CG ，
与用于比较的值
D
x
C,
还有的一小部分
D
XC相当于
1/3200度。在校准之前，该应用程序使用
200两个值
C
和
CG 。
校准后，
Cg
可能会改变，以补偿增益不准确;
C
保持在200之一中的增量或减量
Cg
可用于补偿的偏差
±0.5 ％ 。增加
Cg
补偿负
的偏差，同时降低它补偿
正偏差。在实践中，调节
从-25到+ 100％的范围内可能的运行。
如果累计值超过1/3200亿千瓦时，同比
为了校准的目的，产生的外部信号。如果
能量等于或超过调整值
D,
该千瓦时标志设置;这将导致千瓦时计数器
的下一次执行过程中的值递增
主循环。对于超过金额
D,
区别
能量缓冲器之间以及
D
保存并添加
到下一轮的积累。
在ISR执行家政管理程序一次
20中断以监视其它条件可
影响能量读数。这些措施包括电流
通道放大器的增益，接地故障，负
累计值和噪声。
因为在大的动态范围为负载电流，对
可选择增益放大器来匹配当前
范围到ADC的范围内。对增益进行控制
by summing the current for 2½ cycles of the supply
频率。如果该值超过3A的等价物，所述
放大器的增益被切换为低。如果该值瀑布
下面2.8A的等价物，所述增益被切换到
高。开关阈值之间的重叠很小
提供了一个内置的滞后，以防止不断
增益状态之间切换。
同样的合计值也比较了
不同之处。如果线路电流超过中性电流
租8％或更多，接地故障指示。当
发生这种情况时，仪表开关从计量上
中性线电流（默认）的线电流。一
外部信号也被发送，以指示一个可能的
防拆情况。
还包括在测量例程是逻辑
处理反向电流的条件。虽然能源
计算涉及签约业务，的结果
calculation after 2½ cycles should always be positive.
这假定该电流传感器被连接到
产生的电压和电流信号的相位（或近
左右） ，在单位功率因数（ UPF ） 。如果处理得当，
积蓄的能量将永远是正的，甚至
跨PF为0.5滞后到0.8领先。尽管如此
少，反向电流情况，其中，电压和
当前是180 °异相，仍然会产生一个负面
略去累积能量的结果。如果出现这种情况，一个标志
组，以使能量的算法，以产生正确的
（正）结果从下一循环起。
2005年Microchip的科技公司
DS00939A第5页
AN939
为了让功耗的准确情况为
交流系统，我们需要频繁测量，
最好是多次，电源频率。在
本申请中，我们使用400赫兹的采样速率，
它提供每线的完整周期8个样本
频率（ 50赫兹的交流电源频率）。对于
采样率
F
s
，我们得到
N
样品
/女
s
秒。通过
由平均功率乘以这个表达式的时候，
我们得到消耗方面对能源的表达式
wattseconds的（式1中的第二个表达式） 。
从这里，我们可以用简单的数学计算
kilowatthours 。
当然，很难对一个微控制器，使
当电源电压是直接测量
未来直客主：说， 230V高达50A 。
这使得有必要间接地测量线
电压和电流的电平与一个微相一致
控制器，然后重新调整这些测量到达
在原来的值。要做到这一点，最好的办法是
降低电压的水平和动态范围是
与数字电路兼容。 （测量电流
这里是基本相同的测量电压，在
我们将使用一个换能器，其产生电压
正比于负载电流）的实际电压
和电流读数然后可导出。
对于本申请中，所导出的电压读数，
VD ，
is
与实际瞬时线电压
Vi
by
的表达，
V
d
= V
i
K
d
/K
v
or
V
i
= V
d
K
v
/K
d
，其中，
K
d
是数字化常数在本应用中的ADC
化和
K
v
是电压比例常数为
电路设计。对于该特定应用，
K
d
is
204.6 ，从表示在ADC中的数字值
1V.
K
v
是由该输入线电压是因子
减少了一个分压器;在我们的设计中，它是300 。
类似地，来自电流读数，
I
d
，是关系到
I
i
由表达式
I
d
= I
i
K
d
/K
i
or
I
i
= I
d
K
i
/K
d
，其中，
K
i
是特定于该电流的比例常数
设计;它是通过将所述CT的匝数比由下式计算
电流放大器的增益和输入的乘积
负担能力。对于这种应用，基于一个
5000转的CT ，的值
K
i
工作证明是
约8.7 。
K
d
是和以前一样。
注意：
的计算
K
i
使用分流时
略有不同。实际电路
设计用于电流测量，并且
设计考虑使用分流器，
中更详细地讨论
●硬件
设计“ ，
开始第10页。
公式2 ：
计算消耗
能源间接
测量
N
V
d
I
d
(K
v
K
i
)
能源消耗
k
= 1
k k
=
（ wattseconds ）
2
F
s
K
d
Σ
我们可以无限制地积累运行总计和
直接把它解释为消耗时间的推移能量。然而
曾经，它是更实际积累了一些固定
量，然后增加一个计数器来表示能量
消费。对于我们的应用程序，我们会积累
10瓦（ 0.01千瓦）增加计数器之前。这
值表示米的分辨率极限。这是
相当于36000 wattseconds （ 10瓦×60× 60 ） ;这
意味着我们每一次递增计数器的
右侧公式2的达到36000 。
我们还可以重新排列等式2来定义功率
完全来讲消耗
V
d
和
I
d
。既然我们有
已定义
F
s
,
K
v
,
K
i
和
K
d
按可比口径计算，我们
可以给整个商数右侧的
方程的恒定值，
D
（公式3）。
公式3 ：
重新定义POWER IN
条款
V
d
和
I
d
只
当0.01千瓦时消耗：
Σ
1
V
k
=
N
d
I
d
k
k
2
3600
F
s
K
d
=
=
D
K
v
K
i
简单地说，任何时间的累计总和
的电压和电流的产品等于或超过
D,
我们增加千瓦时计数器。我们还保存任何
余数超过
D
在下一回合中使用
的积累。
请注意，任何可能影响价值
这些常数也可以影响的值
D
和
需要改变的放大器设计。这包括
使用一个分流器代替了CT ，甚至改变
CT的匝数比，这两者都可能发生变化
K
i
.
代的减毒值
V
d
和
I
d
为
该
V
i
和
I
i
在原来的功率测量
方程，我们得到了有关CON组的表达
直接SUMED电源间接的电压和电流
的测量，如公式2所示。
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AN939
相误差校正
理想情况下，测量误差的相对尺寸应
是相当恒定的，在不同的PF ，假设有
是没有相位误差。在现实中， CT的引入小
相位误差，其通常是恒定的量
电流引线或他们创造滞后。的相对大小的
测量误差可以用显著变化
功率因数，但是。如果我们计算的百分比
误差为（ （ COSθ ） - ，PF） / PF）的
×
100)
,
哪里
θ
为
理论相位之间的角度差differ-
ENCE和由CT引入的误差，我们可以看到
从一个恒定的相位误差的测量误差是
在一个0.5 PF（滞后）比UPF大得多。
为了说明这一点，假设在CT引入了一个恒定
约1 °的相位误差，而与功率因数。
在UPF值，误差极小，量级
-0.015 ％ （ （ COS （ 1 ° - 0 ） - 1.0 ） /1.0 ） 。在0.5的PF用60°
滞，然而，误差显著较大;高达
+ 3％（因数（cos （60° - 1° ） - 0.5） /0.5 ） 。这示于
图2中。
为了纠正这种类型的错误，我们可以单独
在测量UPF和0.5 PF错误拿出一个
典型错误的整个范围内这可以被转换
备份到一个固定的角度的相位误差，并通过校正
改变当前样本和之间的时间
接下来的电压采样。
作为一个例子，假定一个表被发现具有
在UPF值+ 0.2 ％和+ 0.7％， 0.5 PF （当前错误
滞后） 。误差之间的差为+ 0.5％。从
我们先前的方程中，角
x
在相位误差的
0.5 PF将是：
（ COS （ X） - 0.5 ） /0.5 = 0.005
COS （ X）
= 0.5025
or
x
大约是59.83 ° 。这需要额外的
铅0.17 °到达60°的期望的相位角，
这相当于大约10
μs
对于50赫兹
波形。在实践中，这意味着延迟
在电压测量
t2
10
μs.
如果我们假设
个人之间的转换时间为35
μs,
这
指
t2
实际上采样45
μs.
注意：
如果在UPF和0.5 PF错误是平等的
幅度，相位误差校正是不
有必要的。
用CT本身通常引入了电流滞后，
通常观察到在2°至3° 。引入
穿过CT电容器，如在本设计中完成的，
提供一个电流引线是可校正的定时
调整。这是没有必要进行量化的量
铅;只要它存在时，它可以被测量
间接通过电能表的误差和补偿。
图2：
的比测误差的恒定相位误差
不同功率因素
在UPF ：
0.5 PF （滞后） ：
I
电流引线介绍
通过电容
I
相位误差
测量
错误
V
相位误差
V
从相位误差的实际滞后
电压和
当前
在相
测量
错误
在ARCCOS预测的相位滞后（ 0.5 ）
(60°)
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2005年Microchip的科技公司
AN939
网络固件
电能计量固件的高级概述
示于图3至图6 。
之前进入主计量程序，固件
初始化自身。测量缓存和故障标志
被清零，计时器用于测量
例程被复位。如果校准信号是本
（通过设置跳线完成），则固件等待
校准数据的串行端口上。如果该信号不存在
或者没有数据被接收时，数据EEPROM
审问了校准标记。如果这个标志被设置，
存储有校准数据被加载的固件的
使用。如果没有校准数据是目前默认值
固件被代替使用。
初始化还为用户提供了演出的机会
校准程序，它从下载数据
通过串行外部仪表校准工具
连接。细节在提供
“校准
仪表“
（第11页） 。
主循环是负责更新千瓦时
计数器并且保持显示在视觉显示
液晶。千瓦时计数器递增的基础上，
一个状态标志，在中断驱动的动力测设
surement例程，下面进行讨论。一个单独的显示器
计时器被用于确定多久每个测量
值滚动到下一个值之前显示。
此应用程序的默认值是6.26s 。
从外部RTC的中断信号使
固件来自所消耗的总能量比较
最后中断的值存储在EEPROM中的数据
和更新的值，如果消耗的功率也更大。
这提供了用于跟踪需求高峰一纪录
一个月。为下一间隔的默认值是30分钟。
电压和电流测量是在执行
由时钟触发的中断服务程序接口
中断。测量是在一个特定的实施
序列，通过在整个序列中重复
每2.5毫秒。测量例程是中断
服务程序由定时器0中断触发。之间
离开的电压和电流的样本取，配
用于电流测量的同时电压值
ments进行插值处理的应用程序。校准
对于相位误差通过使用被包括在该计算中
延迟计数器来调整电压读数;在这个应用程序
阳离子，计数器的每个增量延迟电压
阅读1.4
μs
（假设一个20MHz的时钟）。整个
五个测量值序列和它们对应的
转换花费少得多的时间比间隔
序列之间的，通常小于300
μs.
以提供准确的补充措施，偏置
电压被周期性地监测，以检查是否有一个稳定
基线。这样做的频率大大低于其它
测量时，大约一次每1.25秒。
调整偏移值，从电压中减去
和电流测量值，是根据需要进行。
在每间单采样序列取
中断例程。积蓄的能量，以该点，
通过调整
CG ，
与用于比较的值
D
x
C,
还有的一小部分
D
XC相当于
1/3200度。在校准之前，该应用程序使用
200两个值
C
和
CG 。
校准后，
Cg
可能会改变，以补偿增益不准确;
C
保持在200之一中的增量或减量
Cg
可用于补偿的偏差
±0.5 ％ 。增加
Cg
补偿负
的偏差，同时降低它补偿
正偏差。在实践中，调节
从-25到+ 100％的范围内可能的运行。
如果累计值超过1/3200亿千瓦时，同比
为了校准的目的，产生的外部信号。如果
能量等于或超过调整值
D,
该千瓦时标志设置;这将导致千瓦时计数器
的下一次执行过程中的值递增
主循环。对于超过金额
D,
区别
能量缓冲器之间以及
D
保存并添加
到下一轮的积累。
在ISR执行家政管理程序一次
20中断以监视其它条件可
影响能量读数。这些措施包括电流
通道放大器的增益，接地故障，负
累计值和噪声。
因为在大的动态范围为负载电流，对
可选择增益放大器来匹配当前
范围到ADC的范围内。对增益进行控制
by summing the current for 2½ cycles of the supply
频率。如果该值超过3A的等价物，所述
放大器的增益被切换为低。如果该值瀑布
下面2.8A的等价物，所述增益被切换到
高。开关阈值之间的重叠很小
提供了一个内置的滞后，以防止不断
增益状态之间切换。
同样的合计值也比较了
不同之处。如果线路电流超过中性电流
租8％或更多，接地故障指示。当
发生这种情况时，仪表开关从计量上
中性线电流（默认）的线电流。一
外部信号也被发送，以指示一个可能的
防拆情况。
还包括在测量例程是逻辑
处理反向电流的条件。虽然能源
计算涉及签约业务，的结果
calculation after 2½ cycles should always be positive.
这假定该电流传感器被连接到
产生的电压和电流信号的相位（或近
左右） ，在单位功率因数（ UPF ） 。如果处理得当，
积蓄的能量将永远是正的，甚至
跨PF为0.5滞后到0.8领先。尽管如此
少，反向电流情况，其中，电压和
当前是180 °异相，仍然会产生一个负面
略去累积能量的结果。如果出现这种情况，一个标志
组，以使能量的算法，以产生正确的
（正）结果从下一循环起。
2005年Microchip的科技公司
DS00939A第5页
QQ：2880707522 复制
