AN45
D
ESIGN
G
指南
介绍
从Silicon Laboratories公司的ProSLIC集成了
完整的模拟电话接口为一体
低电压CMOS器件，并提供广泛的软件
可编程性，以满足众多全球电话
需求和客户的规格。此外
执行所有BORSCHT功能时， Si321x也
动态地生成并控制其自身的电池
电压，省去了外部电池
耗材。两种不同的电池一代架构
支持：一BJT /电感设计，提供了一种低成本
电池供电的解决方案，和MOSFET /变压器
设计提供了更大的功率效率和更广泛的
范围的输入电压。本应用笔记提供
在确定的dc-dc转换器的功率的具体指导
要求，并为每个选择的元件值
的直流 - 直流变换器的架构。
对于
Si3210 / 15/16 DC -DC
ONVERTER
Si321x DC-DC转换器简介
直流 - 直流转换器将动态生成的大
以操作换行所需的负电压
界面。该Si321x充当控制器的
降压 - 升压型的DC-DC变换器，将一个正的直流
电压为所需的负电池电压。在
除了无需外部电源，这
允许Si321x通过使功耗降至最低
动态地控制电池电压的
最小操作所需的任何给定的模式。
输入
+
V
DC
–
产量
+
直流 - 直流
变流器
V
BAT
–
TIP
+
V
TR
–
扭曲
对线
R
LINE
2
电话
HOOK SW 。
R
LINE
2
林格
RDC
环
换行电路
图1.换行电源图
功率输出要求
理解所要求的最大功率
的ProSLIC换行的电路操作的最坏情况
指定的负载是确定的dc-dc的第一步
转换器的设计解决方案。图1中定义的换行
电路和负载电路电路的基本块。
典型地，振铃状态是最高的功率
消耗状态的SLIC的，但在特殊情况下的
摘机状态可以具有最高的。指导
计算每个这些国家提供本
部分。
1电话机的振铃器阻抗被定义为一个
8
F
帽串联一个6930
电阻器。这是
大致相同的阻抗为7000
在20赫兹
和被定义为1 ，REN （振铃等效值） 。
既然可以有N多连电话
修订版0.5 7/03
在平行于TIP和RING线的等效
并行振铃的阻抗可以被计算为
以下（ NREN被限制为15） ：
7000
-
R
NREN
= -----------------
NREN
在振铃时，针尖对环峰值电压，V
TR_PK
,
是RMS的总和两端的电压振铃下降
电路，V
RINGrms
时，线的电阻，而内部
160源电阻
.
V
RINGrms
×
2
7000
-
-
V
TR_PK
= --------------------------------------
×
----------------- +
R
LINE
+
R
s
7000
NREN
NREN
版权所有2003 Silicon Laboratories公司
AN45-050
AN45
考虑到26号的电话线的电阻，
这是0.45
每英尺，这个等式变为
以下几点：
V
TR_PK
V
RINGrms
×
2
7000
-
-
= --------------------------------------
×
----------------- +
2
×
DIST
×
0.045
+
160
7000
NREN
NREN
0.6 V
+
80
(
I
LIM
+
I
BJTBIAS
)
-
I
BAT
=
I
LIM
+
I
BJTBIAS
+
-----------------------------------------------------------------------
5100
式（5）
在那里我
LIM
是电流限制注册71集，并
I
BJTBIAS
是双极性偏置电流设置的直接
注册65 。
有两个功率方程不同轨道
设置。对于TRACK = 1 ，V
BAT
被允许跟踪
线路电阻，以降低功耗。该
对于此模式功率方程如下：
P
摘机
=
I
BAT
(
V
CM
+
V
OV
+
I
LIM
×
R
LOOPMAX
)
式（1）
所需的V
BAT
等于V
TR_PK
加VCMR ，这
是在整个换行电路的电压降。该
VCMR电压由间接寄存器40和设置
推荐为1.5伏于大多数应用。
V
BAT
=
V
TR_PK
+
VCMR
式（6）
式（2）
最坏情况下的峰值电流为NREN负载时
负载具有可忽略的线的短环相连
性。
V
TR_PK
-
I
PK
= ---------------------------------------
(
7000
NREN
)
其中，V
CM
通过直接注册73 ，和V设置
OV
is
通过注册66 R SET
LOOPMAX
是最大的总环路
电阻（R
LINE
+ Phone的
DC
+ R
S
），其中R
S
为
内部串联电阻。
对于TRACK = 0 ，V
BAT
可以斜坡上升迅速支持
简要挂机电压测量特征，所述
动力方程如下：
P
摘机
=
I
BAT
×
V
BATL
式（7）
其中，V
BATL
由直接寄存器75设置。
如果摘机耗电量大于所述
振铃时的功率，所述dc-dc变换器应
基础上设计的摘机电流和摘机
V
BAT
。但是，对于切换的需求
组件（ Q7和Q8或M1）仍应根据
在V
BAT
振铃过程中的价值。
这会产生一个平均电流方程为：
2
×
NREN
×
V
TR_PK
2
-
-
I
AVG
=
I
PK
×
-- = -----------------------------------------------------
7000π
π
式（3）
振铃过程中所需的总输出功率等于
以消耗在负载加上电源的功率
消耗在传感电阻器和所述外部
换行电路的晶体管。这个漏电流
为2.5毫安数量级。
P
OUT
=
V
BAT
× (
I
AVG
+
0.0025
)
电源输入要求
的输入功率等于输出功率加
期间的功率转换过程浪费的功率。
该Si321x直流 - 直流转换器的效率，主要是
取决于电感器损耗（铜和磁
损失）和开关损耗。对于最坏的情况估计，
的效率被认为是为60％
BJT /电抗器溶液（实际效率之间
63％和73％）和75％为MOSFET /变压器
溶液（实际效率是75％到
83%.)
P
O
=
P
IN
×
功率英法fi效率
=
I
IN
×
V
IN
×
功率英法fi效率
式（4）
在摘机状态
在一些特殊情况下，在电力消耗
摘机比期间消耗的功率高
响。检查此，设计是很重要的
电源，以处理更大的功率要求。
大多数设计师可以跳过这一节，除非他们
设计支持长线和/或挂机简要
电压测量（来电显示2和2.5），
TRACK = 0 （位直接注册66 0 ） 。
在摘机处于激活状态的输出电流方程
如下：
求解我
IN
:
P
O
I
IN
= ----------------------------------------------------------------
(
V
IN
×
功率英法fi效率
)
方程8
的输入电压的直流 - 直流转换器可以降
很快（取决于源阻抗）作为
2
修订版0.5
AN45
输入电流上升。在V
IN
最小值被定义为
在最大输入电流的输入电压电平所定义
在公式8重要的是在V
IN
最小的是
用作为V
DC
在设计计算，以防止
从后退到低电压的DC-DC转换器
锁定超时阈值，这可能导致该直流 - 直流
转换器过早关闭。
解
对于BJT /电感器的典型应用电路
版本Si321x dc-dc变换器的示于
图2的组件在该电路中进行了讨论，并
对于每个功能块的详细描述是
提供通过该组件，以指导设计者
价值选择的过程。
组件选择BJT /电感器
+ VDC
保险丝
DCMONH
R19
RMONH
C25
10
C14
0.1
DCMONL
R20
RMONL
C10
CFF
R16
RSW
R18
RVDC
DCFF
DCDRV
0.1 μF的
Q8
Q7
QBATD
FZT955
D1
DSW
ES1D
R21
RFILT
C9
CBAT
10
C26
CFILT
VBAT
2222
QBATD
Q9
2222
VCC
R28*
R17
RSWE
L1
LSW
R29*
VBAT
图2.典型应用电路
功率电感器设计方程
L1的电感器是在所述主电源组件
Si321x dc-dc变换器。从输入能量被存储
到L1期间Q7的开关晶体管的导通时间与
Q7关断时间期间释放到输出端。量
这种能量是直接正比于电感
电感器和为最大的方
当前，在导通时间流过电感器。
L
×
I
最大
-
E
= ------------------------
2
2
P
IND
L
×
I
最大
×
Fs
L
×
I
最大
E
-
-
-
= --- = ------------------------ = -------------------------------------
2T
2
T
2
2
其中Fs是Q7的晶体管的开关频率。
这个频率表示的次数，该
从经由该输入到输出的能量转移
每秒电感。
输出功率可以与电感器功率与
该效率因子，其被定义为的比例
输出功率对输入功率。
P
OUT
=
E
FF
×
P
IND
L
×
I
最大
×
Fs
-
=
E
FF
-------------------------------------
2
2
电感器功率公式推导能量
随着时间的推移：
公式9
修订版0.5
3
AN45
在此期间，电感两端的电压等于
到V
BAT
较少的二极管D1的电压降或约
V
BAT
。因为V
BAT
大于V
DC
，当前的速度
在变化更快相比，目前的斜率
导通时间。电感电流开始从我
PK
和
下降到0，在t
OFFMAX 。
V
BAT
I
PK
-
---------------------- = -------------
-
t
offmax
L
2.计算电感L ，是根据式13
假设最坏的情况下60 ％的效率。由于电感器往往
有公差在± 5 ％的范围内为± 30％，则
电感的最小值必须等于
电感的计算值。 Fs的变化，从64 kHz到
128千赫兹以获得所需的电感值。
3.计算周期，T为Fs和对应的值
直接注册为十六进制92 。
T
-
PWM周期寄存器92
= --------------
61纳秒
所以最大关断时间如下：
I
PK
×
L
-
t
offmax
= -----------------
V
BAT
式（14）
4.计算的最大关断时间和相应的
值直接注册93进制。
(
I
PK
×
L
)
V
BAT
t
offmax
-
-
直接注册93
= ---------------------- = ----------------------------------------
61纳秒
61纳秒
10式
开关频率，呋喃，的周期等于
导通时间加上最大的最大的倒数
截止时间：
1
1
-
-
Fs
= ------------------------------------------------- = ---------------------------------------------------------------------------
I
PK
×
L
V
DC
+
I
PK
×
L
V
BAT
t
最大持续时间
+
t
offmax
式（15）
选择一个DC-DC转换器开关晶体管
在典型的应用中，开关晶体管（ Q7），
电路示于图2中第3页的该晶体管是
接通由基极驱动电流到Q8而
R16为Q7的放电电流路径
关断期间的基极 - 发射极电容。电容器，
C10 ，提供了额外的电荷泵升压电流
从Si321x的DCFF针把Q7掉得更快。
C10为22纳法的值是足以满足大多数
应用程序。 R16起着关闭了重要的作用
Q7的晶体管，但R16也剥夺了Q7的基极驱动
在导通时的电流。为200的值
,
R16
确实转向Q7关闭，有足够的工作只需要
从基极电流3毫安期间的导通时间。
0.6
R16
= ----------
I
R16
代入上述表达式为电源
公式8 ：
P
OUT
=
E
FF
×
P
IND
L
×
I
PK
×
Fs
-
=
E
FF
---------------------------------
2
2
11式
并解决了我
PK
:
2P
OUT
(
V
BAT
+
V
DC
)
-
I
PK
= ------------------------------------------------------
E
FF
×
V
BAT
×
V
DC
12式
求解对于L从等式11 ，所需要的电感
表示为：
2P
OUT
-
L
= ----------------------------------------
E
FF
×
I
2 PK
×
Fs
16式
表1列出了交换的要求
晶体管Q7 。
式（13）
该Si321x的dc-dc的最佳开关频率
换算为64 kHz和85 kHz之间的。快
切换频率通常是低效率的。这是一个
所述PNP开关元件的共同特征
和低成本的电感器的磁性材料。
功率电感选择
一旦输出功率（P
OUT
), V
DC
和V
BAT
显然
定义，电感器可以被选择如下：
1.计算我
PK
基于等式12 （假定60％
效率）。这是为最大电流的要求
电感器。
表1.开关三极管Q7
V
首席执行官
> | V
BAT
| + V
DC
V
EBO
＆ GT ; V
CC
V
CBO
> | V
BAT
| + V
CC
+ V
DC
I
CMAX
＆ GT ;我
PK
（最大电感电流）
f
T
> 100兆赫
另一个重要的指标是晶体管增益
I
CMAX
。越高，晶体管增益（八
FE
） ，少
基极电流是必需的过程中使其保持在饱和
修订版0.5
5
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