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由AN1207 / D
半导体技术资料
在基本HF和VHF振荡器的MC145170
大卫·巴宾和马克·克拉克：编制
锁相环（PLL）频率合成器的COM
在通信装备今天monly发现。载波振荡器
器中的一个发射器和本地振荡器（LO）中的一个接收机是
其中， PLL频率合成器使用。在一些cellu-
拉尔电话，一个合成器还可以用来产生90
兆赫偏移循环。此外，合成器可以用于
在计算机和其他数字系统来创建不同
它们被同步到主时钟的时钟。
该MC145170可用来解决其中的一些
应用程序。的最新版本的频率性能，
该MC145170-2 ，是非常广泛的 - 从几赫兹到
185兆赫。
的VCM的输出是一个方波，并且通常
被馈送到无线电的其它部分之前的综合。该
VCM的输出可以直接用在计算机和其他digi-
TAL设备。的VCO或VCM的输出通常是缓冲的
ERED ，如图所示。
如图2所示， MC145170包含一个参考
振荡器，参考分频器（R计数器） ， VCO / VCM计数器
（N计数器） ，以及相位检测器。更详细的块dia-
克显示在数据表中。
存档的飞思卡尔半导体公司。 2005年
AN1207
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高频合成器
需要设计一个高稳定的基本信息
频PLL频率合成器的频率
需要调整分辨率，锁定时间和过冲。对于
图3的实施例的设计，所需的频率是
9.20 MHz至12.19兆赫。分辨率（通常是一样的
频率的步骤或信道间隔）为230千赫。锁
时间是8毫秒和大约15 ％的最大过冲
是有针对性的。对于本例的目的，锁定被认为是
是当频率是在约1 ％的最终值。
高频合成器低通滤波器
在此设计中，假定一个方波输出是可接受的。
来产生方波，一个MC1658 VCM芯片选择。
每个数据表中给出的传输特点，
MC1658传递函数， KVCM ，约为1× 108岭
dians /秒/伏。由MC1658提出的负载
控制输入是大的;最大输入电流为350
A.
因此，有源低通滤波器被使用，以便装载
不会影响滤波器的响应。请参阅图3中的过滤器，
一个2N7002 FET的选择，因为它具有非常高的transcon-
感抗（ 80毫姆欧）和低输入漏电流（ 100 NA） 。
分频值
优势
频率合成器，如MC145170 ，使用digi-
TAL分频器可放置在MCU的控制。通常情况下，
所有需要改变频率是改变二
N个计数器韦迪率。调整在不到一毫秒
是可以实现的。
的MC145170可以基于许多频率
一个单一的参考源的精度。例如，该
基准可以是一个低成本的基本晶体振荡器或一个温
perature补偿型晶体振荡器（TCXO） 。因此，
高的调谐精度就可以实现。助推REF-的
erence频率由100倍以上，是可以实现的。
在循环元素
中的PLL频率合成器中使用的部件
图1是锁相环MC145170芯片，低通滤波器，并
压控振荡器（VCO） 。有时电压 -
控制多谐振荡器（VCM）来代替VCO的。
参考
振荡器
MC145170
PLL
芯片
LOW- PASS
滤波器
参考
振荡器
参考
计数器
（R计数器）
fR
相
探测器
TO
LOW- PASS
滤波器
卜FF器
产量
VCO
OR
VCM
从
VCO / VCM
VCO / VCM
计数器
（N计数器）
fV
倍率值
图1. PLL频率合成器
REV 2
1/98
TN98011500
图2.详细的MC145170的
摩托罗拉公司1998年
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AN1207
1
飞思卡尔半导体公司
+5V
+5V
+5V
4.6兆赫
1 - 2 V P-P
来源
0.01
F
1.5 k
PLL
BIAS
R2
频率
LOW- PASS 2.4千欧
合成
德，法，飞思卡尔半导体，
滤波器
1 M
1
16
0.01
F
PDOUT
R1
1.8 M
0.01
F
1 M
0.01
F
A
C
1
F
2N7002
INC 。 2005年
VCM
1
16
47 pF的
0.01
F
MC1658
0.01
F
0.01
F
DATA IN
启用
时钟
8
MC145170
MCU
9
8
1 M
9
0.01
F
B
产量
MC74HCU04
下拉
BUFFER /过滤器
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MC74HCU04
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低通滤波器
510
图3.高频合成器
为了计算对N的平均分频值
计数器，请执行以下步骤。首先，确定平均
频率;这是（ 12.19 + 9.2 ） / 2 = 10.695 MHz或近似
三方共同10.7兆赫。接着，由分辨率除以该频率
化： 10.7兆赫/ 230千赫= 47 。
接下来，参考应用笔记AN535 （见本书
DL136 / D版本3或4）。选择有源滤波器的形式为
在应用笔记如图9所示。该过滤器是用来
用的单端鉴相器输出
MC145170 ， PDOUT 。与PDOUT相关的相位检测器
具有增益K
φ
= VDD / 4π 。为5V的电源，这是5 / 4π =
0.398 V /弧度。该系统的阶跃响应示于图
4.为了实现约15％的过冲， 0.8的阻尼因子
被使用。这将导致频率稳定到1％范围内，在
ω
nt
= 5.5.
该信息由这点如下。
FREF = 230千赫
fVCM = 9.2 12.19兆赫;平均值为10.7兆赫，
平均N = 47
供电= 5V用于相位检测器
KVCM = 1 ×108弧度/秒/ V
超调量=大约15％ ，产生了阻尼
系数= 0.8
锁定时间t = 8毫秒沉降到1％范围内，
ω
NT = 5.5
Kφ或的Kp = 0.398 V /弧度。
从应用笔记，公式61 ，
ω
N = 5.5 / T =
5.5 / 0.008 = 687.5弧度/秒。
59式是R1C = （KP KV） / ωn2
= (0.398 x 1 x 108)/687.52 x 47
= 1.79
方程59的使用，因为在高增益FET的。
接着，将电容器C被拾取为1
F.
因此，
R1 = 1.79 / C是1.79 MΩ 。 1.8 MΩ的标准值
用于R 1 。
63式是R2
= (2
ζ
)/C
ω
n
= (2 x 0.8)/(1 x 10–6 x 687.5)
= 2.33 k.
为R2 2.4 kΩ的标准值利用。
1.8
1.7
1.6
1.5
1.4
θ
O（ T） ，归一化输出频率
1.3
1.2
1.1
1.0
0.9
0.8
0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0
0 1.0 2.0 3.0 4.0 5.0 6.0 7.0 8.0 9.0 10
ω
nt
11 12 13
14
0.8
1.0
2.0
ζ =
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
图4. 2型二阶阶跃响应
高频合成器编程
编程MC145170很简单。三
寄存器可以在一个面向字节的方式进行编程。
该寄存器保持它们的值，只要通电。
因此，通常是C和R两个寄存器进行编程
只此一次，之后开机。
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2
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C寄存器，它配置的设备，是亲
甚高频合成器
编程与$ C0 （ 1字节） 。这台鉴相器，
的MC145170可以在甚高频设计中使用，也。该
正确的极性，并激活PDOUT 。这也将关闭
范围为接下来的例子是140160 MHz的100千赫
未使用的输出。相位检测器的极性被确定
增量。
过滤器和VCM 。对于此示例中， MC1658数据
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表的数字显示更高的电压电平，如果需要的速度
甚高频合成器低通滤波器
增加。然而，该低通滤波器反转显
为了说明与翻了一番式相设计探测器
纳尔从相位检测器（由于有源元件config-
器中，
φ
R和
φ
V输出被使用。这需要一个操作
uration ） 。极性的。因此，在编程
tional放大器，如图5从设计
相位检测器指的POL位必须是“1”。
在MC145170数据表中显示的指引，下面
R寄存器编程为一个分频值
公式用于：
结果中的相位检测器的正确频率指令
ENCE输入。在这种情况下， 230千赫是必要的。因此，与
K
φ
KVCO
在图3中的R寄存器的需要所示的4.6兆赫源
(1)
ω
n =
N c个R1
的000014美元的值（ 3个字节，在十进制20）。
N寄存器决定调谐频率。调音
ω
R C
ζ
= n 2
阻尼系数
(2)
9.2兆赫需要正确的值对于N乘以了
2
230千赫参考9.2兆赫。这是40进制数。为
在那里，从数据表，公式为
φ
R和
φ
V
12.19 MHz时，该值为53 （十进制）。要在调整范围内，
鉴相器，
为40 53的范围内改变在N寄存器的值
V
5
K
φ
= DD =
= 0.796 V / RAD
(3)
用2个字节的传输。表1示出了可能的frequen-
2π
2π
资本投资者入境计划。
ζ
= 0.707,
表1.高频振荡器频率
N值
40
41
42
43
44
45
46
47
48
49
50
51
52
53
频率， MHz的
9.20
9.43
9.66
9.89
10.12
10.35
10.58
10.81
11.04
11.27
11.50
11.73
11.96
12.19
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ω
n =
和
KVCO =
2πfR 2π ×100千赫
=
= 12566弧度/秒
50
50
2π
FVCO 2π ×（ 160 - 140兆赫）
=
VVCO
10 – 2
= 1.57 ×107弧度/秒/ V
(4)
(5)
EXTRA过滤高频回路
当高频振荡器建，正确的频率
无法调整。在MC1658的输出进行了检查
用示波器和开关边缘人discov-
ERED是“粗糙的”。也就是说，输出并未成为一个
方波，干净的过渡。
该MC145170的鳍输入500 mV的P-P敏感
信号，而衣衫褴褛的边缘正在放大，
由N个计数器倒计数。因此，边缘需要 -
编辑清理。一种方法将是增加一个低
通过MC1658和MC145170之间的过滤器。不过，
因为额外的缓冲液需要在其他地方，在
电路， MC74HCU04逆变器代替上述滤波器的使用
之三。这种逆变器的频率响应是足够低，以清洁
了参差不齐的边缘。也就是说，衣衫褴褛的边缘过滤
发生，并输出具有更平滑的过渡。由于men-
tioned以前，在逆变器包中的一个元素
被使用于缓冲的VCM的输出将其送入前
外面的世界。参见图3 。
对输入到VCO的控制电压范围被拾取
为2 10V。
的平均频率= （140 + 160 ）/ 2 = 150兆赫。 There-
脱颖而出的平均N = 1500 。
对于上述选择
ζ
和
ω
n的经验是规则
一个良好的设计出发点。较大
ω
更快的N值结果
环路锁定时间和更高的参考频率VCO
边带类似的边带滤波。 （见高级
注意事项）。
选C 1为4700 pF的，R 1是从所计算的
重新排列的表达式
ω
n作为：
K K
（ 0.796 V / RAD ） （ 1.57 ×107弧度/秒/ V）
R1=
φ
VCO =
C1
ω
2 N
（ 4700 pF）的（ 12566弧度/秒）， 2 （1500）
n
= 11.23 k
因此，选择了一个11 kΩ的标准电阻值。
R 2由下式确定：
R2 =
2ζ
(2)(0.707)
=
ω
nC1
（ 12566 ） （ 4700 pF的）
= 23.94 kΩ或
24千欧（标准值）
甚高频合成器额外的滤波措施
对于要求更高的应用程序，额外的过滤是某处
次添加。这减少了由一个VCO的边带
通过供给少量的基准频率的
过滤器。这种过滤的一种形式包括随地吐痰，R1为两个
电阻器;每个电阻为R1的二分之一的值，如indi-
由R 1 /2在图5中的电容器CC cated被从加
(7)
(6)
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3
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24 k
+5V
1兆赫
Y1
20 pF的
1 M
MC145170
20 pF的
100 pF的
8
产量
数据输出
CLK
EN
DATA IN
9
1 k
测试点
（锁定检测）
4× 5.6千欧
2× 1500 pF的
R1/2
CC
R1/2
+ 12 V
–
LF351
+
24 k
4700 pF的
4700 pF的
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1
16
R1/2
CC
R1/2
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+5V
+5V
20 nH的
1
14
2× MV2115
R14
10 k
MC1648
1000 pF的
7
8
0.1
F
390 pF的
C5
图5.甚高频合成器
中点接地，以进一步筛选基准边带。
CC值被选择为使得该角频率
加入网络不显著影响原本的环
带宽
ω
B.
拇指为初始值的规则为CC = 4 /（R1
ω
RC ）
哪里
ω
RC是滤波器的截止频率。一个很好的价值是
选择
ω
RC为10×
ω
B，以便不显著影响
原来的过滤器。
ω
B =
ω
n
1 + 2ζ2 + 2 + 4ζ2 + 4ζ4
(8)
变容二极管
该MV2115被选定为2.6 1的比例调整。
电容可以从49.1 pF的改变为127.7 pF的
在2到30伏的反向偏置摆动。请联系您的Moto-
罗拉关于MV2115弗吉尼亚州代表的信息
ractor二极管。
例如，三个参数被考虑。
CT =标称电容量
CR =电容比
FR =频率比
CR-
Cvmin
=
Cvmax
VMAX
VMIN
ρ
(12)
经过NAT通过R14与C5 。变容二极管的电容（在
与电路串联的其余部分）比C5小得多
因此，可以忽略该计算。
如上述，让
ω
RC = 258600弧度/秒是该滤波器的截止。
R14被选择为10千欧。因此，
C5 =
1
1
=
ω
RCR14 （ 258600 ） （ 10千欧）
(11)
= 387 pF的
≈
390 pF的
= 12,566
1+(2)(0.707)2+ 2+(4)(0.707)2+ (4)(0.707)4
= 25860弧度/秒
ω
RC = 10
ω
B = （10）（ 25860 ） = 258600弧度/秒
CC =
4
4
=
R1
ω
RC （ 11.23千欧） （ 258600弧度/秒）
(9)
(10)
= 1377 pF的
≈
1500 pF的
也有形成在输入到VCO的滤波器。同样，
这应该被选择，以确保它不显著
影响环路带宽。对于此示例，该过滤器是占主导
哪里
ρ
=电容指数
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因此，
30
CR = 2.6 =
2
ρ
(13)
FMAX =
1
= 173兆赫
2π [ （ 19.9 NH） （ 42.2 pF）的] 0.5
(22)
的频率之比为1.5到1 ，并且由调谐影响
所使用的MV2115变容二极管的范围
坦克
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140到160中泰斯不电路。
因此，所要求的范围
兆赫
有限
登录（2.6） =
ρlog(15)
(14)
该VCO设计。
PC板应采用获得有利的结果与
ρ
=日志（ 2.6 ） /日志（ 15 ） = 0.3528
(15)
这VHF电路。在该谐振电路的导线长度应
尽可能短，以减少寄生电感。的长度
使用100 pF的标称容量为4伏特：
从VCO输出到PLL输入走线应尽可能
0.3528
短越好。此外，采用表面贴装康波
100 pF的
10
=
(16)
堂费建议，以帮助减少流浪狗。
4V
Cvmax
甚高频合成器编程
100 pF的
再次，编程MC145170的三个寄存器
= 1.382
Cvmax
很简单。此外，通常在C和第r雷吉斯
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求解Cvmax ：
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100 pF的
= 72.4 pF的
1.382
求解Cvmin ：
2.6 =
Cvmin
49.1 pF的
(17)
Cvmin = （ 2.6 ） （ 49.1 pF的）
Cvmin = 127.7 pF的
该VCO
为方便起见， MC1648压控振荡器被选择。调谐
VCO的范围可以计算为
FMAX
（ Cdmax + CS ） 0.5
=
FMIN
（ Cdmin + CS ） 0.5
哪里
FMIN =
1
2π [L （ Cdmax + Cs）的] 0.5
(19)
(18)
寄存器被编程一次，加电后。
C寄存器配置设备和编程
以$ 80（ 1字节） 。此设置相位检测到正确的
极性，并激活
φ
R和
φ
V输出，同时关闭
其它输出。像的高频振荡器，相位检测器
极性由所确定的滤波器如何挂接和
VCO。
R寄存器编程为一个分频值
提供适当的频率处的相位检测器的参考
输入。在这种情况下， 100千赫是必要的。因此，与
如图1 MHz的晶振， R寄存器需要的值
$ 00000A （ 3个字节，10个十进制） 。
N寄存器决定调谐频率。要调整
140 MHz时，需要N的值乘以了基准
100 kHz至140 MHz的为1400 （十进制）。对于160 MHz时，
值是1600 （十进制）。要在调整的范围，只需改变
在N个寄存器与一个2字节的传输值。
高级注意事项
图5的电路可以不以非常高的温功能
perature 。其原因是，在MC145170是保证
的160 MHz的最大频率在85℃ 。因此，有
没有保证金超调（参考图4） ，在高温
perature 。有两种可能的解决方案：（1）使用
MC145170-1和MC145170-2其额定电压为185兆赫，
或（ 2 ）限制调整为小于160兆赫。
运算放大器通常是太吵了关键AP-
并发症。因此，如果需要在在 - 的有源元件
tegrator ，一个或多个分立的晶体管利用。这些
可能是场效应管或双极型器件。然而，有源滤波器元素
如果VCO的负载是不严重的，这样不需要ments
如遇到最分立的VCO设计。因为
活性元素添加杂色，一些性能参数
如果不使用，也会得到改善。另一方面，一个应答
略去滤波器可以用来扩大VCO控制电压。为
例如，调谐范围广，控制电压可以具有
到范围可达10V。对于一个5 V PLL输出，这将扩大规模
由通过使用有源元件的2倍。
某些应用程序有要求，必须在满足
相位噪声和参考抑制的区域。这些
参数均符合快速锁定时间冲突。也就是说，当锁
的时间缩短了，附图抑制变得更昼夜温差
ficult 。这两种基准抑制和相位噪声是AD-
所涵盖的一些出版物vanced区域。作为一个
例如，考虑一个VCO的输入电压范围为
以上甚高频回路中只挑为8 V.高级
如图所示，在数据表中，VCO振荡电路的图8
包括两个变容二极管和电感器。通常情况下，一个
单个变容二极管可以在任一个串联或并联使用
配置。然而，第二变容二极管具有2倍
目的。首先，如果为10kΩ隔离阻抗被留在原处，
变容二极管串联添加一个较小的电容。硒
COND ，所加入的可变电抗器的作用，以消除畸变因
坦克电压变化。
因此，在串联的两个变容二极管， Cdmax '=
Cdmax / 2 。并联电容（输入端加外部电容
tance ）由Cs的象征。
因此，解决了电感：
L=
1
= 19.9 nH的
≈
20 nH的
（ 2πfmin ）2（ Cdmax “+ Cs）的
(20)
电感器的Q值应大于100的最佳perfor-
曼斯。
FMIN =
1
= 135兆赫
2π [ （ 19.9 NH） （ 69.85 pF）的] 0.5
(21)
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5
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