1900R系列
径向引线电感器
选购指南
电感，
（ 1kHz时， 0.1V
AC
)
±10%
μH
4.7
±20%
6.8
±20%
10
15
22
33
47
68
100
150
220
330
470
680
1.0mH
1.5mH
2.2mH
3.3mH
4.7mH
6.8mH
10mH
15mH
22mH
33mH
47mH
68mH
100mH
直流电流
1
马克斯。
A
7.8
6.7
6.0
4.8
4.0
3.7
3.4
2.9
2.2
1.9
1.6
1.34
1.09
0.91
0.73
0.63
0.50
0.42
0.35
0.29
0.23
0.19
0.15
0.13
0.11
0.09
0.07
直流电阻
马克斯。
Ω
0.008
0.011
0.017
0.022
0.026
0.032
0.038
0.055
0.090
0.129
0.162
0.240
0.380
0.548
0.844
1.2
2.0
2.5
3.5
5.7
7.3
12
22
26
36
57
90
订货编号
特点
符合RoHS
径向格式
高达7.8A我
DC
4.7μH到100MH
低直流电阻
PCB安装
充分镀锡信息
兼容RoHS指令焊接系统
向后兼容
锡/铅焊接系统
可定制的配件
描述
该1900R系列是通用范围
电感器适用于低到中等电流
应用，例如电源等
通用网络滤波设计。
19R472C
19R682C
19R103C
19R153C
19R223C
19R333C
19R473C
19R683C
19R104C
19R154C
19R224C
19R334C
19R474C
19R684C
19R105C
19R155C
19R225C
19R335C
19R475C
19R685C
19R106C
19R156C
19R226C
19R336C
19R476C
19R686C
19R107C
绝对最大额定值
工作自由空气的温度范围
存储温度范围
-40 ° C至+ 95°C
-40°C至+ 125°C
焊接信息
2
峰值波峰焊温度
引脚连接光洁度
所有特定网络阳离子典型的在T
A
=25°C
发生1最大直流电流时，无论是电感下降到90％的标称值或当其温度上升达到30 ℃时，
以先到者为准。
2欲了解更多信息，请访问www.murata-ps.com/rohs
260℃ 10秒
亮锡
如需完整的详细信息，请访问
www.murata-ps.com/rohs
www.murata-ps.com
技术咨询 - 电子邮件：
mk@murata-ps.com ，
联系电话：
+44 (0)1908 615232
KMP_1900RC_A01
第1页3
1900R系列
径向引线电感器
包装规格
机械尺寸
推荐的足迹细节
682C
12.0 （ 0.472 ）最大。
6.0±0.5
(0.236±0.020)
1.6 +0.15 0.063 +0.006
-0.00
-0.00
21.0 (0.827)
马克斯。
尺寸：mm （英寸）
包装细节
40.0±3.5
(1.575±0.138)
45.0±3.5
(1.772±0.138)
提供纸箱（每箱40件）
0.8±0.1
(0.031±0.004)
单位为毫米（英寸）所有尺寸。包装重量7.2克典型。
6.0±0.5
(0.236±0.020)
美国：
英国：
法国：
日本：
芒科幻场（MA ） ，电话： （ 800 ） 233 2765 ，电子邮件： sales@murata-ps.com
米尔顿凯恩斯，电话：+44 （ 0 ） 1908 615232 ，电子邮件： mk@murata-ps.com
蒙蒂尼乐Bretonneux ，电话：+33 （ 0 ） 1 34 60 01 01 ，电子邮件： france@murata-ps.com
东京，电话： 3-3779-1031 ，电子邮件： sales_tokyo@murata-ps.com
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加拿大：
多伦多，电话： （ 866 ） 740 1232 ，电子邮件： toronto@murata-ps.com
村田电源公司
11卡博特大道，芒场音响，MA 02048-1151 USA
联系电话： （ 508 ） 339-3000 （ 800 ） 233-2765传真： （ 508 ） 339-6356
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ISO 9001认证
村田电源解决方案，公司不表示，在电路中使用其产品描述的，或使用其他的
在现有或未来专利权所包含的技术信息，不会侵犯。此处包含的描述，并不意味着
发放许可证的制造，使用，销售或根据其建造的设备。特定网络阳离子如有更改，恕不
通知。
2008村田电源公司
德国：
慕尼黑，电话： +49 （ 0 ） 89-544334-0 ，电子邮件： munich@murata-ps.com
中国：
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技术咨询 - 电子邮件：
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联系电话：
+44 (0)1908 615232
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第3页3
AN75
AN75
高功率因数LED替代T8荧光灯管
使用AL9910高压LED控制器
雍呵嗯，二极管公司
介绍
本应用笔记介绍了所需的高的设计原则和设计公式
使用AL9910亮度LED灯。等式随后被用于演示的一个设计
普遍的，离线，高功率因数（PF） ，13W的LED灯适宜于用作替代T8
日光灯管。一个完整的设计，包括电路图，元件清单和性能
提供了测量。
AL9910高功率因数降压LED驱动器
高功率因数13W LED灯图1电气原理图
图1显示了一个离线13W LED驱动器的电路图。
在输入端， CX1 ， CX2 ， CX3 ， CX4 ， L1和L2提供足够的过滤为差模
和由所述的开关变换器电路中产生共模EMI噪声。
来自桥式整流器DB1整流后AC线路电压被送入一个无源功率因数
校正或填谷电路，它由3个二极管和2个电容器。 D1 ，D2，D3 ，C1， C2提高
为了将输入线电流失真，以实现功率因数大于0.9的交流线路输入。
恒定电流调节器部分由一个降压转换器的AL9910驱动。通常情况下，
该降压型稳压器采用的是固定频率模式，但50 ％的占空比限制是不现实的
用于脱机灯。这个问题可以通过改变控制方法，以一个固定的关断时间来克服
操作。
在AL9910的内部振荡器的设计允许IC无论是固定配置
频率或固定关断时间的基础上电阻R如何
T
被连接。为固定关断时间的操作，所述
电阻R
T
连接在栅极和R之间
OSC
销，如图1所示。该转换器具有
现恒定的关断时间时，功率MOSFET被关断。所述导通时间是根据当前
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AN75
感测信号和开关调整为的导通和关断时间的总和。这种变化使得
转换器与占空比大于50％的工作。
设计指南 - 高功率因数的离线式LED驱动器
本节中的设计过程是根据在图1中首先示出的示意性概述
该准则用于选择组件填谷功率因数校正级和固定摘
示时间的降压转换器。功率电感器的计算，然后证明，最后，
内的MOSFET和续流二极管的功率损耗的评估。
规格为系统有：
V
AC
= 230V交流
V
AC （分钟）
= 85VAC
V
交流电压（最大）
= 264VAC
I
LED （ NOM ）
= 240毫安
V
LED （ NOM ）
= 54V
V
LED （ MIN ）
= 42V
V
LED （ MAX）
= 59V
P
OUT
= 12.96W
f
SWI （ NOM ）
= 55KHZ
被动因数校正级设计
所述填谷电路的目的（参见图2 ）被以使所述降压转换器直接拉动力
关闭AC线时的线电压是它的峰值电压的50％以上。
图2填谷式PFC级和工作波形（绿色： V
IN
以LED驱动器;橙：
AL9910的栅极电压）
在降压转换器的输入端的最大母线电压，
V
IN （MAX）
=
2
×
V
交流电压（最大）
=
2
×
264 VAC
=
373 V
在这段时间中，填谷电路（ C1和C2）内的电容器是串联的，并通过D 2带电
和R1 。如果该电容器具有相同的电容值，在C1和C2上的峰值电压
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is
V
IN （MAX）
2
=
186 V
。通常的电容的20％的差异可能像之间可以观察到
电容器。因此，额定电压裕量的25％ ，应考虑。
一旦线下降到低于它的峰值电压的50％时，两个电容器基本上放置在
平行。总线电压V
IN（分钟）
是在降压转换器的输入端的最低电压值。 V
IN（分钟）
在最低的AC线电压V
AC （分钟）
是，
V
IN（分钟）
=
2
×
V
AC （分钟）
2
=
2
×
85 VAC 2
=
60 V
在60Hz ，一个半AC线路周期的总时间是8.33ms 。的电源，降压变换器，导出
从谷填充电容器当AC线电压等于或它的峰值电压的50％以下。
保持时间为电容器等同于
t
HOLD
=
1 3
×
8.33ms
=
2.77ms
。填谷电容器
然后值可以被计算，
P
OUT
C
总
=
V
IN（分钟）
×
t
HOLD
=
12.96 W
×
2.77ms
60 V
=
30
μ
F
20 V
V
垂
因此，
C1
=
C2
=
15
μ
F
. V
垂
是的，当他们提供充分的电容器的电压降
电源降压转换器。理想的情况是V
垂
应该被设置为小于
V
垂
=
V
IN（分钟）
V
LED （ MAX）
in
命令以确保连续导通LED在低线电压。然而，V
垂
被设定为20V
在设计实施例以避免需要非常大的谷填充电解电容器。
一个20V V
垂
意味着该总线电压V
IN
在降压转换器的输入端将下降到40V时
交流线路周期的一部分。由于降压稳压器需要V
IN
为大于LED组电压
(V
LED （ MAX）
= 59V ）进行调节， LED将在AC线周期的一部分被关闭。这具有的效果
减少实际输出的LED电流在低交流输入电压。在该设计例子中，LED
电流下降约20％ ，从它的在85VAC标称值（参见图4） 。
设定的固定关断时间和开关频率范围
为固定关断时间的操作，开关频率将有所不同经受实际的输入电压和
LED输出条件。
额定开关频率f
SWI （ NOM ）
应选择。高额定开关频率会
导致较小的电感器的尺寸，但可能会导致在电路中增加了开关损耗。一个好的
设计的做法是选择一个额定开关频率明知开关频率将
减小，线路电压下降，随着线电压增加。
固定关断时间t
关闭
可以被计算为，
1-
t
关闭
=
V
LED （ NOM ）
V
AC （ NOM ）
f
SWI （ NOM ）
54V
=
230V
=
13.9
μ
s
55kHz
1-
关闭时间由定时电阻R编程
T
如图1 R的值
T
由下式给出，
R
T
(
k
Ω
)
=
t
关闭
(
μ
s
)
×
25
22
=
13.9
×
25
22
=
326k
Ω
一个330kΩ的选择是对R
T
。接着，在两个极端的可变开关频率的可
近似为
f
SWI （分钟）
=
f
SWI （最大值）
=
1
V
LED （ MAX）
V
IN（分钟）
t
关闭
1
V
LED （ MIN ）
V
IN （MAX）
t
关闭
=
=
1
59 V 69 V
=
10kHz
13.9
μ
s
1
42V 373 V
=
63.8kHz
13.9
μ
s
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最好是保持在低于最大开关频率f
SWI （最大值）
以下为150kHz ，以避免
过多的开关损耗。
电感器的选择和设置LED电流
在AL9910的固定关断时间架构调节的平均电流通过电感L
巴克
.
L的值
巴克
取决于所期望的峰 - 峰值的纹波
ΔI
L
在LED输出电流。 L
巴克
可以用下面的等式来设定
L
巴克
=
V
LED （ NOM ）
×
t
关闭
Δ
I
L
=
54 V
×
13.9
μ
s
=
6.6mH
115mA
由于T8的管中，L的直径限制
巴克
由L3和L4作为图1中所示。
该AL9910恒定关断时间控制回路调节峰值电感电流I
pk
。作为平均
电感器电流等于平均LED电流， LED的平均电流可通过调节
我控制
pk
.
给定一个固定的电感值，电感中的电流随时间的变化是成比例的电压
电感两端施加。在关断时，看到由电感器的电压是LED堆叠
电压。所以，峰值电感电流应调节到，
I
pk
=
I
LED （ NOM ）
+
0.5
×
V
LED （ NOM ）
×
t
关闭
L
巴克
=
240mA
+
0.5
×
54 V
×
13.9
μ
s
=
297mA
6.6mH
的峰值电流是恒定的，并设置由感测电阻器R
SENSE
。如果LD引脚连接到VDD引脚，
R的值
SENSE
可以很容易地计算出来，因为CS引脚上的电压阈值是0.25V ，
R
SENSE
=
0.25
=
0.84
Ω
297mA
在图1中，R所示的电路
SENSE
由R5，R6和R7组成。
信用证的额定峰值电流
巴克
应该比我更大
pk
和的RMS额定电流
电感器应该是我，至少110 ％
LED （ NOM ）
.
尽管所描述的解决方案，在工作固定关断时间和连续导通模式（CCM） ，
可以作为一个恒定的电流源，一个限定于LED输出电流精度的依赖
上的LED的数量和整体LED链电压。最好的结果可以通过使用一个固定的实现
LED的数量。可变数量的LED的结果在减小的电流精度。
两个极端输出的LED电流可近似为，
I
LED （ MIN ）
=
I
pk
-
0.5
×
V
LED （ MAX）
×
t
关闭
L
巴克
=
297毫安 -
0.5
×
59 V
×
13.9
μ
s
=
234mA
6.6mH
I
LED （ MAX）
=
I
pk
-
0.5
×
V
LED （ MIN ）
×
t
关闭
L
巴克
=
297毫安 -
0.5
×
42V
×
13.9
μ
s
=
253mA
6.6mH
上面的等式显示了LED电流的精度也取决于公差
实际电感器L
巴克
。电感公差等级等于或小于10％的选择应
保证良好的LED电流精度在大批量生产。
功率MOSFET的计算
功率MOSFET是基于最大电压应力，峰值MOSFET电流，总功率选择
损耗，最大允许工作温度和AL9910的栅极驱动器的能力。
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在功率MOSFET此转换器的最大漏源电压应力等于输入
电压。然而，典型的电压的安全裕度为MOSFET定义最大反向
电压如下，
V
DSS
=
1.3
×
V
IN （MAX）
=
1.3
×
373 V
=
485 V
这意味着一个普通500V MOSFET是合适的。
功率MOSFET的损耗由开关损耗为主。开关损耗取决于
开关时间，频率， MOSFET的漏极电流和漏源电压。该开关的上升时间
t
上升
和下降时间t
秋天
是MOSFET的栅极电容的函数，的栅极驱动器的能力
AL9910和布局的设计。最坏的情况下开关功率损耗发生在V
LED （ MIN ）
和V
IN （MAX）
.
开关损耗是约，
V
t
V
IN （MAX）
×
I
pk
LED （分） OFF
×
t
上升
×
f
SWI （最大值）
V
IN （MAX）
×
I
pk
×
t
秋天
×
f
SWI （最大值）
L
巴克
=
+
2
2
373V
×
(
297mA
88mA
)
×
65ns
×
63.8kHz 373V
×
65ns
×
63.8kHz
=
+
2
2
=
455mW
P
SW
其中，开关时间t
上升
和T
秋天
被测定为65ns与600V的MOSFET
SPB03N60S5的功率MOSFET 。如图1 ， R10为串联栅极电阻，减慢
断MOSFET开关，降低了EMI辐射。
RMS电流流经MOSFET在V
LED （ MIN ）
和V
IN （MAX）
由下式给出，
I
D（ RMS）
=
=
V
LED （ MIN ）
V
IN （MAX）
V
LED （ MIN ）
×
t
关闭
L
巴克
×
I
LED （ NOM ）
+
12
42V
42V
×
13.9
μ
s 6.6mH
×
240mA
+
373 V
12
=
89mA
功率MOSFET的传导损耗取决于它的静态漏源电阻R
DS （ ON）
在
MOSFET的工作温度。它可以计算出连续导通损失：
2
P
COND
=
I
D（ RMS）
×
R
DS （ ON）
=
(
89mA
)
×
2.5
Ω =
19mW
2
总功率MOSFET损耗是：
P
合计
=
P
SW
+
P
COND
=
455mW
+
19mW
=
474mW
总的MOSFET功率损耗从SMD封装到PCB板散热。这样就有可能
计算出MOSFET的工作结温可如果封装结点至计算
环境热阻R
thJA
是已知的。所计算出的MOSFET结温度T
J
，必须是
较低的则最大允许结温度T
J（下最大）
:
T
J
=
P
合计
×
θ
thJA
+
T
AMB
=
474mW
×
62
o
C宽
+
80
o
C
=
109.4
o
C
LED的转换器，T内的内部环境温度
AMB
被假定为80℃ 。
θ
thJA
=
62
o
C宽
对于TO- 263热电阻铜面积最小。对于实际设计，它是
建议保持低于110℃的结温，以避免对温度应力
装置。
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