这个电路有两只管子，分别担当输入管和输出管，因此，HCF4051MO13TR我们有机会对这两级电路作独立的优化处理。为了让凤能尽量取较高的阻值（过一会我们将看到为何需这样做），Vl管已按较小的阳极工作电流来设定偏置。而V2管，则偏置成能获得较小的ra和良好的线性。与反馈电阻Rfb串联的电容起隔直作用，将Vl阴极与电路输出端的DC关系断开。
    加入反馈前的电路总增益Ao～200。如果像前面所述那样，我们需要5倍的增益，那么，我们就可以用下面的式子计得反馈系数：
    下面进行反馈电阻尺fb的计算。这个计算忽略了V，管Rk上的反馈电流，也忽略了Vl管凤给反馈网络带来的影响。但这个计算能满足我们现在的需要.
    此反馈电阻阻值较小，显然，会成为输出级的显著负载。这会导致输出级的开环增益下降，并且在电路加入反馈之前，就已令失真增大。

            
    Rfb的负载效应，一直是这类放大电路的一个存在问题。增大所需的增益(即减小反馈系数p)，可以减轻这个负载；增大输入管的阴极电阻Rk，也可以减轻这个负载。如果我们在后面增加一级阴极跟随器来进行驱动，则我们可以接受阻值较小的Rfb，见图7.6。
    图7,6增加一级阴极跟随器，以便能较好地施加串联反馈
    经过以上探究，现在，我们可以实现目标了。但需使用3只电子管，而且需额外为阴极跟随器增设灯丝电源。我们甚至还没有考虑，该如何保证这整个放大电路的稳定性问题。因此，很多人认为，我们宜选用由电子管决定增益的电路方案。