摘要：介绍了利用负阻原理、采用改进型克拉泼电路设计的高稳定度LC压控振荡器（VCO），其频率范围为180MHz~210MHz。用ADS进行了仿真，最后给出了测量结果，实际表明它们是一致的。该电路采用相角补偿，提高了频率稳定度，降低了相位噪声。该方法设计简单、调试方便、成本低。

   关键词：负阻 VCO 克拉泼电路 相位噪声
压控振荡器(VC0)是锁相环路的重要组成部分。随着电子技术的发展，出现了许多集成的VCO芯片。考虑到高频率稳定度、低相噪的要求，这里采用Agilent公司生产的低噪声晶体管HBFP0450来设计VCO。常用的VCO一般有三种：晶体压控振荡器、LC压控振荡器和RC压控振荡器。对于超高频段的VCO，采用LC振荡器形式；为了提高频率稳定性，采用了克拉泼电路，并进行了相角补偿。

1 负阻振荡原理
这里采用负阻方法来设计压控振荡器，负阻振荡原理图如图1所示。
图中，ZIN是晶体管电路的输入阻抗，RIN和XIN分别是输入电阻和电抗；ZL是负载阻抗，RL和XL分别是负载电阻和电抗。 根据振荡原理，起振条件是：
RIN+RL<0   （1）
振荡的平衡条件是
RIN+RL =0   （2）
XIN+XL=0   （3）

2 设计与仿真
2．1 起振与振荡的仿真
这里用ADS来仿真电路，采用改进型克拉泼电路形式，具体电路如图2所示。选用高增益、低噪声的HBFP0450作为三端器件，它在200MHz工作频率上有20dB的增益，从而保证了较大的振荡幅度。供电电压为5V，通过R1、R2和R3来确定静态工作点，工作电流选定为10mA，Vce为2．5V。

交流等效电路如图3所示。L1、C4和C5串联可以等效成一个电感，从而满足，电容三端振荡器的相位条件。L1、C4、C5、C6、C7构成了谐振回路，振荡频率主要由这五个元件所决定。频率计算公式如下：

式中，L1为线圈绕制电感，Q值为39。C为C4、C5、C6和C7串联后的等效电容， 由于C4< 从图4(a)的仿真结果可以看出，在200MHz附近，及RIN+RL <0，所以满足起振条件，由于RIN的负阻比较大，所以提供交流能量的能力比较强，故振荡的幅度会比较大，这一点在后面的仿真和测试中可以得到证实。从图4(b)可以看出，当f为200MHz左右时，XIN+XL=0，从而满足相位平衡条件，它决定了振荡的频率。

2．2 相角补偿
三极管振荡器要满足相位平衡条件：φY+φZ +φF=2nπ(n二0，1，2，3，…)，由于φY+φF通常不等于0，所以就要求回路工作于失谐状态，以产生一个谐振回路相角φZ来对φY和φF，进行平衡。也就是说，由于电路中有源器件、寄生参量以及阻隔元件等的影响，使得振荡器的实际工作频率严格来讲并不等于回路的固有谐振频率，因此，谐振回路等效阻抗Zp并不会呈现纯阻抗。所以，一般振荡器的振荡回路总是处于微小失谐状态。我们知道，并联谐振回路具有负斜率的相频特性，即 <0，当振荡器工作在回路谐振频率上时，它对频率的稳定性能最佳。而当它工作在失谐状态时，会使得振荡器的频率稳定度与效率都降低。在此，采用相角补偿法来提高压控振荡器的频率稳定度和效率。

由参考文献[3]可知，在集电极串入一个电感为Lc=-L/F的补偿元件，就可以实现相角补偿(φZ =0)。其中，L为谐振回路电感值，F为反馈系数，即F=C7/6。和输出回路的C8、C9、L2可以构成等效电感LC，从而进行相角补偿，使得振荡器工作在LC回路的谐振频率上。当输出回路等效为电容时， 通过实际测量，在频率214．64859MHz上的稳定度为9．3631e-4；而等效为电感时，在214．26046MHz上的稳定度为4．2278e-4。可见用等效电感进行相角补偿后，稳定度大约提高了一倍。C8、C9和L2同时构成了输出网络，对高次谐波有很好的抑制作用，并使基波输出功率平坦化。

压控振荡器的输出频率范围为175MHz~217MHz，基波(频率为214MHz时)输出功率为7．911dBm，二 次 谐 波 为 -16．368dBm，可见有效地抑制了谐波分量。在实际应用中，对谐波滤除的要求比较高，可以在输出端接入宽带滤波器，其电路原理图和仿真结果见图6。这样，可以更有效地滤除高次谐波，同时有利于输出匹配，减小负载对输出功率的影响。

2．3 相噪分析
参考文献[5]给出·了LC压控振荡器的相位噪声表达式：

式中，fm为频偏，KVCO为VCO控制灵敏度，f0为振荡频率，Q为品质因数，F为晶体管的噪声系数，K为波尔兹曼常数，T为工作温度，Ps为振荡信号功率，fc为闪烁噪声拐角频率，Vm为低频噪声源的总幅度。从式(5)可以看出，选择噪声系数小的放大管、增