从功能上来说，电流检测放大器可看成一个输入级浮置的仪表/差分放大器。这就是说，即使仅采用vcc = 3.3v或5v单电源供电，器件仍然能够对共模电压远大于电源电压的输入差分信号进行放大。例如，电流检测放大器的共模电压可高达28v (max4372和max4173)和76v (max4080和max4081)。

电流检测放大器的这一特性对高边电流检测应用非常有用，在这些应用中需要放大高压线路上检测电阻两端的小信号电压，并将放大的电压反馈至低压adc或低压模拟控制环路。在这类应用中，通常需要在源端对电流检测信号(如检测电阻两端的信号)进行滤波。该部分电路即可采用差分滤波器(图1)实现，以平滑负载电流“尖峰”并对电压进行检测；也可采用共模滤波器(图2)实现，以增强esd性能，并抑制共模电压峰值和瞬时过压。设计上述滤波器时必须正确选择器件参数，以保证电路正常工作。如果元件值选择不当，将会引入无法预料的失调电压和增益误差，从而影响电路性能。

图1. 差分滤波器的电路图，可平滑负载电流尖峰

图2. 共模滤波器的电路图，增强了对esd尖峰和共模过压的抑制能力

确定采用何种滤波器

现在就以图3所示的max4173电流检测放大器为例。该器件的检测电阻直接与芯片的rs+和rs-端相连。内部运算放大器使得rg1两端电压与检测电阻两端的差分电压相等，即iload x rsense = vsense = irg1 x rg1。然后，电流(irg1)可通过内部电流镜进行转换和放大，从而产生输出电流irgd。在max4173的内部电路中rgd = 12k，rg1 = 6k。

因此，vout = rgd x irgd = rgd x 增益 x irg1 = rgd x 增益 x vsense / rg1

由于rgd和rg1是片内电阻，因此，其实际电阻值通常随半导体制造工艺的变化最大波动可达±30%。由于最终增益精度由rgd与rg1的比值大小决定，因此，可以在生产期间很容易的控制最终增益并对其进行微调。

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图3. max4173的内部功能框图

然而，当检测电阻的rsense+和rsense-端，与器件的rs+和rs-引脚之间接入串联电阻，构成差分/共模滤波器(如图1和图2所示)时，等效于器件的rg1和rg2阻值发生了变化。根据上述公式，改变调整好的rg1阻值将会引入增益误差。此外，由于rg1绝对值最大有±30%的波动，因此增益误差可达±30%，并且不同的器件的增益误差是不可控的或无法预测的。因此，控制增益误差唯一的办法就是确保输入串联电阻rseries+要比rg1小。

此外，由于器件输入偏置电流的存在，电阻rg1和rg2间的不匹配将会引入输入失调电压。max4173和max4372数据资料中给出的偏置电流irs-是irs+的2倍，因此，与rg1串联的电阻(rseries+)应是与rg2串联电阻(rseries-)的2倍，以消除输入失调电压。以下电流检测放大器具有同样的偏置电流特性：max4073、max4172、max4373-5和max4376-8。因此，需要采用相同技术使用恰当的输入电阻，以满足差分/共模信号的滤波设计。

结论和验证

总之，如果满足下列条件，则检测电阻与rs+和rs-引脚之间的串联电阻所构成的输入滤波器将具有最佳性能。

相对于rg1，rsense+和rs+之间的串联电阻应保持足够小。

rsense+和rs+之间的串联电阻应是rsense-和rs-之间串联电阻的2倍。

最后，需要注意的是，由于rseries+是rseries-的2倍，因此共模滤波器电容也应相应调整以满足所期望的ac和瞬态性能的要求。

表1给出的实验测试结果是基于max4173t获得的，并支持上述讨论。vos的最小值和最大值是根据数据资料中的最小和最大偏置电流计算的；而增益误差的最小值和最大值则是根据rg1 = 6k ±30%计算的。

表1. max4173串联电阻的测试结果

同理，max4372f的实验测试结果如表2所示(rg1 = 100k)。

表2. max4372串联电阻的测试结果

增益误差的最小值和最大值以及vos的最小值和最大值的计算公式如下所示。

原增益

= 常数 x rgd / rg1 = 20 (t版max4173)

新增益

= 常数 x rgd / rg1new; rg1new = rg1 + rseries+

= 原增益 x rg1/rg1new

= 20 x rg1 / (rg1 + rseries+)

增益误差

= (20 - 新增益) / 20%

= rseries+ / (rg1 + rseries+)

最小增益误差

= rseries+ / (1.3 x