在雷达、导航等军事领域中，由于信号带宽宽(有时可能高于10mhz)，要求adc的采样率高于30msps，分辨率大于10位。目前高速高分辨率adc器件在采样率高于10msps时，量化位数可达14位，但实际分辨率受器件自身误差和电路噪声的影响很大。在数字通信、数字仪表、软件无线电等领域中应用的高速adc电路，在输入信号低于1mhz时，实际分辨率可达10位，但随输入信号频率的增加下降很快，不能满足军事领域的使用要求。

针对这一问题，本文主要研究在不采用过采样、数字滤波和增益自动控制等技术条件下，如何提高高速高分辨率adc电路的实际分辨率，使其最大限度地接近adc器件自身的实际分辨率，即最大限度地提高adc电路的信噪比。为此，本文首先从理论上分析了影响adc信噪比的因素；然后从电路设计和器件选择两方面出发，设计了高速高分辨率adc电路。经实测表明，当输入信号频率为0．96mhz时，该电路的实际分辨率为11．36位；当输入信号频率为14．71mhz日寸，该电路的实际分辨率为10．88位。

1 影响adc信噪比因素的理论分析

adc的实际分辨率是用有效位数enob标称的。不考虑过采样，当满量程单频理想正弦波输入时，实际分辨率可用下式表示：

enob=[sina0(db)-1．76]／6．02 (1)

式中，sinad表示adc的信噪失真比，指adc满量程单频理想正弦波输入信号的有效值与adc输出信号的奈奎斯特带宽内的全部其它频率分量(包括谐波分量，但不包括直流允量)的总有效值之比。

adc的信噪比snr，指adc满量程单频理想正弦波输入信号的有效值与adc输出信号的奈奎斯特带宽内的全部其它频率分量(不包括直流分量和谐波分量)总有效值之比。

由此可知，当adc的总谐波失真thd一定时，有效位数enob取决于snr；adc的snr越高，其有效位数enob就越高。下面就来分析影响adc信噪比snr的因素。

理想adc的噪声由其固有的量化误差(也称为量化噪声，如图1所示)产生。但实际使用的adc是非理想器件，它的实际转换曲线与理想转换曲线之间存在偏差，表现为多种误差，如零点误差、满度误差、增益误差、积分非线性误差inl、微分非线性误差dnl等。其中，零点误差、满度误差、增益误差是恒定误差，只影响adc的绝对精度，不影响adc的snr。inl指的是在校准上述恒定误差的基础上，adc实际转换曲线与理想转换曲线的最大偏差。而dnl指的是adc实际量化间隔与理想量化间隔的最大偏差，改变adc的量化误差，能更直接地计算出adc实际转换曲线与理想转换曲线的偏差对adc的snr的影响。

非理想adc，除了上述误差外，还有各种噪声，如热噪声、孔径抖动。前者是由半导体器件内部分子热运动产生的，后者是由adc孔径延时的不确定性造成的。而adc的外围电路同样会带来噪声，如adc输入级电路的热噪声、电源／地线上的杂波、空间电磁波干扰、外接时钟的不稳定性(导致adc各采样时钟沿出现时刻不确定，带来孔径抖动)等，可以把它们都等效为adc的上述两种内部噪声。

上述误差和噪声的存在，导致adc的snr下降。下面先给出理想adc的snr计算公式，然后具体分析微分非线性误差dnl、孔径抖动△tj和热噪声对adc的snr的影响。

1．1理想adc的snr

理想adc的量化误差g(υ)与满量程内输入信号的电压v的关系如图1所示。量化误差为在[-q/2，q/2]内均匀分布且峰-峰值等于q(q=1lsb，lsb表示理想adc的最小量化间隔)的锯齿波信号。

设n位adc满量程电压为±1v，输入信号为s(t)=sinωt，则输入信号电压有效值vs=1/√2=2n/2√2×q，量化噪声电压有效值于是得adc输出信噪比为

snr=6．02n+1．76(db)

1．2微分非线性误差dnl

非理想adc的量化间隔是非等宽的，这将导致adc器件不能完全正确地把模拟信号转化成相应的二进制码，从而造成snr的下降；且adc每个量化的二进制码所对应的量化间隔都不同，为便于分析，用ε(lsb)= εq表示实际量化间隔与理想量化间隔误差的有效值，并近似认为由于dnl的影响，在无失码条件(dnl<1lsb)下，量化误差均匀分布在[-上q+εq/2，q+εq/2]和[-q－εq/2，q－εq/2]内。如图1 中实线所示（虚线伪理想adc量化误差）。这样，在考虑了dnl之后的adc量化噪声电压vq_dnl为：

1．3 孔径抖动△tj

孔径时间又称孔径延迟时间，是指对adc发出采样命令(采样时钟边沿)时刻与实际开始采样时刻之间的时间间隔。相邻两次采样的孔径时间的偏差称为孔径抖动，记作△tj。孔径抖动造成了信号的非均匀采样，引起了误差，设adc满量程电压为±1v输入信号为s(t)=sinωt，孔径抖动有效值为σ△tj，则由孔径抖动带来的误差电压为：