摘要：提出了5 kw pwm加相移复合控制双向dc／dc变换器的优化设计。根据不同的开关器件mosfewigbt和不同的输入电压42v/380v，依据开关损耗模型设计开关损耗最小的双向dc/dc变换器。根据pwm加相移复合控制的原理，提出了一种新的控制方案。
　　关键词：相移控制：pwm控制：双向直流变换器

o 引言
　　双向dc/dc变换器可广泛应用于直流不停电电源系统、航灭电源系统、电动汽车等应用场合。传统的相移控制双向dc/dc变换器不需要辅助开关就可以实现zvs软开关。当输入电压和输出电压的幅值不匹配时，相移控制双向dc/dc变换器有较大的电流应力而且软开关范围会减小。pwm加相移复合控制双向dc/dc变换器解决了上述问题。

1 pwm加相移复合控制的工作原理
　　图l是相移控制的双向dc／dc变换器。在隔离变压器两侧各有两个开关。开关s1(s3)和s2(s4)是互补工作的，占空比是0．5，电感l1是能量传输器件。图2是相移控制的概念图。图4(a)是当等效输入电压vab幅值等于等效输出电压vcd幅值，即v1/2=nv2，n=np：ns是变压器变比时相移控制的原理波形图。当等效输入电压vab幅值不等于等效输出电压vcd幅值时，图4(b)是v1/2<nv2时相移控制的原理波形图。当等效输入电压vab幅值不等于等效输出电压vcd幅值时，变换器的电流应力和电流有效值变大，变换器传递无功也增大，这些都增大了变换器的电流应力和通态损耗。图3是pwm加相移复合控制双向dc/dc变换器的概念图。占空比的pwm控制相当于在等效输入电压vab和等效输出电压vcd加入了一个电子变压器。图4(c)是pwm加相移复合控制双向dc／dc变换器的波形图。与相移控制相比，pwm加相移复合控制可以减小变换器的电流应力和电流有效值，因此变换器的效率可以有所提高。本文提出了5 kw pwm加相移复合控制双向dc／dc变换器的优化没计和控制方法。基于开关损耗模型，不同开关mosfet或igbt和不同输入电压等级42v或380v的电路方案可以比较。具有最小开关损耗的电路方案可以提出。根据电路的工作原理，一种新的控制方案可以实现pwm加相移的复合控制。

2 变换器的开关损耗分析
　　pwm加相移复合控制双向dc／dc变换器如图1所示，开关s1(s3)和s2(s4)是互补工作，s1的占空比等于s3的占空比，即d=nv2/v1，s2的占空比等于s4的占空比。当输入电压和输出电压改变时，占空比也随之改变。当s1(s2)的驱动脉冲领先于s3(s4)的驱动脉冲，变换器工作于正向模式，能量由v1流向v2。当s1(s2)的驱动脉冲落后于s3(s4)，变换器工作于反向模式，能量v2流向v1。l1是变压器漏感和外串小电感之和，是能量传输器件。图5是一个开关周期中，正向模式工作下的关键波形。

　　为了设计最小开关损耗的pwm加相移复合控制双向dc／dc变换器，本文分析了基于不同器件mosfet或igbt，不同输入电压等级42v或380v的开关损耗。

　　在图6中，vgs1是开关s1的驱动脉冲，vds1是开关s1漏源电压，vd1是s1反并联二极管的电压波形，is1是开关s1的电流波形，id1是开关s1反并联二极管的电流波形。td1on为s1体内二极管的导通时间。tdead12为s1和s2间的死区时间。变换器的所有开关可以工作在zvs下，开通损耗可以忽略。开关的损耗包括通态损耗和关断损耗。通态损耗由反并联二极管的通态损耗pd1和主开关的通态损耗ps1on组成。当开关关断时，假设开关的并联电容被恒定的电感电流线性充放电，开关的端电压线性下降。以开关s1是mosfet情况为例，计算其通态损耗和关断损耗。
　　s1的导通时间是tc到t1，其等效电阻为rs1。通态损耗是电流流过其通态电阻产生的损耗。

　　s1反并联二极管的导通时间是tb到tc，其通态损耗是电压和电流的积分，可按式(2)计算。

　　s1在t1时刻关断，到了t2时刻电流下降到o。关断损耗足电压和电流的积分，可按式(3)计算。

　　设定仿真参数：开关频率f=100 khz，移相角φ=45°，占空比d=nv2/v1=o.5。输出功率pout=5kw。表1给出了4种不同器件和不同输入电压等级的电路设计方案。

　　如图7所示为变换器工作在(5kw)正向模式下，4种电路设计方案的效率比较和正向输出5kw时各个开关